Đề tài Vector không gian CĐA các đại lưỵng ba pha

Mục đích của phương pháp T4R là: thông qua việc chuyển toạ độ quan sát tử một hệ gắn liền, cố định với Stator, sang một hệ mới quay đồng bộ với vector từ thông Rotor r và có trục thực đồng hướng với hướng của vector từ thông, ta có thể phân tích vector từ thông is làm hai thành phần: thành phần kích từ isd và thành phần tạo momen quay isq . Với sự giúp đỡ của khâu ĐCD, ta còn có khả năng áp đặt hai thành phần đó độc lập với nhau và “gần như” không trễ. Bằng kết quả đó, ĐCKĐB lúc này có tính năng điều chỉnh giống như ĐCMC, isq có chức năng như dòng phần ứng. Đối với các khâu điều khiển/điều chỉnh truyến đạt cơ học, việc thiết kế hệ thống lúc này trở nên đơn giản rất nhiều.

 

doc122 trang | Chia sẻ: huong.duong | Ngày: 04/09/2015 | Lượt xem: 673 | Lượt tải: 0download
Bạn đang xem nội dung tài liệu Đề tài Vector không gian CĐA các đại lưỵng ba pha, để tải tài liệu về máy bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên
v). Tuy nhiên ta có thể áp dụng được (2.13) ta cần biết góc pha Js của hệ toạ độ từ thông, một vấn đề sẽ được giải quyết ở mục 5.1.2. Mô hình (5.3a) được minh hoạ trong hình 5.1b. Hình 5.1 a)Mô hình từ thông Rotor trên hệ toạ độ ab a)Mô hình từ thông Rotor trên hệ toạ độ dq Đến đây ta đã làm quen với hai mô hình từ thông thông dụng trong đó mô hình (3.3a) thậm chí có thể đáp ứng được cả các đòi hỏi cao của truyền động chính xác (ví dụ: kỹ thuật chế tạo máy, người máy, tay máy) và được thực tiễn thử thách. Trong cả hai mô hình, bạn đọc để ý nhận xét thấy tồn tại hằng số thời gian Rotor Tr=Lr/Rr là yếu tố thay đổi theo nhiệt độ (điện trở Rr biến động) và theo trạng thái bão hoà sắt từ Rotor (điện cảm Lr phụ thuộc mức độ từ hoá). Sai lệch giữa Tr thực tế của động cơ so với Tr của mô hình sẽ dẫn tới sai số của modul y'r và bắt buộc phải có biện pháp nhận dạng (indentification) được Tr để hiệu chỉnh mô hình. Hiện tại, do các ưu thế về chất lượng (độ chính xác cao, ổn định cao, tính toán ít, để áp dụng) mô hình từ thông (flux model) thuộc hệ tọa độ dq là giải pháp được sử dụng phổ cập trong thực tiễn công nghiệp. Mô hình đó - kèm theo một giải pháp thích hợp để nhận dạng Tr và thay đổi mô hình thích nghi với trạng thái thực của động cơ. ở dải công suất cao hơn, đặc biệt dải MW (mêga Oát), nơi mà điện trở và điện cảm trở nên rất bé, thậm chí bé hơn các giá trị tương ứng của cáp dẫn nối giữa biến tần và động cơ, sai số của mô hình sẽ trở nên quá lớn. Lúc này, ta sẽ phải sử dụng đến các khâu mô hình mở rộng (khâu quan sát, khâu lọc Kalman). 2. Phương pháp dùng khâu lọc truy hồi Kalman. Khâu lọc Kalmal thực chất là khâu quan sát với cấu trúc Luenberger, trong đó ma trận trọng lượng K không được xác định bằng phương pháp gán cực, mà liên tục được tính mới (theo một thuật toán truy hồi) phụ thuộc phương sai của các vector sai số và tạp âm đo, cho phép triệt tiêu ảnh hưởng của sai số hệ thống (vector w) và nhiễu đo lường ( vector v). Hiện tại có nhiều công trình nghiên cứu ứng dụng lọc Kalman trongTĐĐXCBP. Một ưu điểm của lọc Kalman là: ngoài khả năng cung cấp thông tin về vector trạng thái trong đó có từ thông Rotor, bằng cánh mở rộng vector trạng thái một cách thích hợp, đồng thời ta có rhể tính được tham số nào đó của hệ thống, như nhận dạng hằng số thời gian Rotor hoặc đo tốc độ quay của động cơ. F z-1I F z-1I Hình 5.2 Cấu trúc cơ bản của khâu lọc Kalman Để đi vào cụ thể ta định nghĩa thêm: đại lượng có gạch "-" bên trên là đại lượng được dự báo. Các vector nhiễu w và v đặc trưng cho các quá trình tạp âm với phân bố chuẩn. không có thành phần một chiều (kỳ vọng bằng không), các vector đó không có tương quan riêng cũng như tương quan lẫn nhau. Ta gọi các ma trận: P là phương sai của sai số tính (sau khi có gia trị đo) Q là phương sai của sai dự báo (trước khi có gia trị đo) W là phương sai của nhiễu hệ thống w V là phương sai của nhiễu đo lường v Khâu lọc Kalman cho ĐCKĐB có phương trình tổng quát (hình 5.4) như sau. (5.4) Việc tính bắt đầu từ thời điểm k=0. Vậy ta có thể giả thiết một cách tổng quát , ta đang đứng ở thời điểm thứ (k) với đầy đủ các giá trị tính được và đo được của thời điểm đó. Ta phải đi tính các giá trị của thời điểm thứ (k+1). Thuật toán được tổng kết lại thành các bước sau đây. Bước 1: Lập giá trị ban đầu cho vi tính. Ma trân H và F được tính từ số liệu của động cơ theo các công thức (5.3a,b) hoặc (5.8a,b), trong đó w(0) = 0, ws(0) = 0. Phương sai ban đầu P(0) là ma trận rỗng 0 Bước2: Dự báo vector trạng thái mới. (5.5) Bước 3: Dự báo giá trị đo mới. (5.6) Bước 4: Tính sai số dự báo giá trị đo. (5.7) Bước 5: Tính phương sai của sai số dự báo trước khi đo. (5.8) Như đã giả thiết quá trình tín hiệu w có phân bố chuẩn, kỳ vọng là 0, không có tương quan, do đó W là ma trân chỉ có các phần tử nằm trên đường chéo wii ạ 0, còn lại tất cả wij = 0. Việc chọn giá trị cho wij có ảnh hưởng lớn đến tốc độ hội tụ kết quả tính. Do việc chọn lý thuyết là rất khó khăn, trong các công trình được nhắc đến ở trên, việc chọn đều được tiến hành bằng mô phỏng hoặc qua phân tích giá trị đo thực nghiệm. Bước 5: Tính ma trận hiệu chỉnh - ma trân trọng lượng. (5.9) Tương tự đối với W và V là ma trận đường chéo và cũng được xác định bằng thực nghiệm. Bước 7: Tính vector trạng thái bằng cách hiệu chỉnh vector đã được dự báo ở bước 2 (5.10) Bước 8: Tính phương sai của sai số tính (sau khi có giá trị đo) (5.11) Bước 9: Tăng chỉ số "k" thêm 1 và quay trở lại bước 2. Theo một số tài liệu, Việc chọn P(0) ban đầu không gây khó khăn đáng kể vì P sẽ mất dần ảnh hưởng đến kết quả tính theo cùng với k. Đến đây ta có thể ước lượng được nhu cầu tính toán đặt ra cho vi xử lý. Trên thực tế hiện nay công nghệ vi tính phát triển như vũ bão nên giá thành của vi xử lý(Chip)/tốc độ tính toán ngày càng hạ, một vi xử lý(Chip) 32 Bit dấu phẩy động có thể hoàn thành khối lượng tính kể trên trong phạm vi T Ê 400 ms thông thường. Vì vậy khâu lọc Kalman đã, đang và sẽ được đưa vào ứng dụng rộng rãi trong công nghiệp. Bên cạnh nhiệm vụ tính vector trạng thái x nhằm xác định từ thông Rotor y'r khâu lọc Kalman còn có thể được sử dụng rất thuận lợi vào việc nhận dạng các tham số động cơ, ví dụ như: hằng số thời gian Rotor Tr , bằng cách mở rộng vector trạng thái x như sau. xT = [isa , isb , y'ra , y'rb , Rr , Lm] (5.12) Thay (5.12) vào (3.1) ta có mô hình mở rộng vector trạng thái như sau. x(k+1) = F(w,T)x(k) + H(w,T)us(k) (5.13) với ma trận quá độ trạng thái F mới. (5.14) Ma trận cửa vào H về cơ bản không khác gì dạng gốc ban đầu. trong quá trình tính x ta sẽ đồng thời nhận được thông tin về điện trở Rotor Rr , hỗ cảm Lm và do đó biết được Tr . 5.1.2 Cách tính góc pha của từ thông Rotor 1) Tính góc pha trên hệ tọa độ dq Góc pha Js của y'r được tính bằng phép tích phân tốc độ ws của vector y'r Js = Js(0) + ũ wsdt (5.15) Với Js(0) là vị trí ban đầu của y'r và thường có giá trị bằng không. Tốc độ góc ws gồm có hai thành phần. ws = w + wr (5.16a) (5.16b) Trong đó: pc số đôi cực của động cơ nM tốc độ quay (vòng/phút) đo được của động cơ Vậy nhiệm vụ tính góc quay quy tụ lại là: cần phải xác định tốc độ góc wr , tần số fr của mạch điện Rotor. Từ phương trình (5.3b) ta có ngay (5.17) Đến đây ta thấy rõ vai trò của nhu cầu tính chính xác y/rd và đồng cảm với nỗ lực (dùng mô hình, dùng lọc Kalman) tốn kém được mô tả ở mục trước: mọi sai số của y'rd dẫn đến trực tiếp sai số wr và sau đó là sai số góc Js . Hậu quả của góc tựa sai lạc thể hiện cụ thể ra ngoài hệ thống như thế nào ta sẽ tiếp tục đề cập tiếp ở các mục sau này. Tạm thời ta có kết luận: vector y'rq quay tròn với tộc độ góc ws , trong trường hợp: - không tải: isq = 0, vậy wr = 0. Lúc này ws = wr , y'rq quay đồng tốc với Rotor - có tải: isq ạ 0, vậy wr ạ 0. Lúc này ws = wr , y'rq vượt trước Rotor một góc ứng với wr . Ta xét tiếp công thức (5.17): để tính wr ta còn cần đến dòng tạo mô men quay(dòng tải) isq(k) là dòng Stator đo thực tế. Đối với các động cơ tiêu chuẩn có điện áp danh định (đo ở tốc độ quay danh định) bằng điện áp lưới (cỡ bằng điện áp tối đa biến tần có thể cấp) có thể xảy ra hiện tượng sau: Nếu ta muốn tăng tốc độ động cơ lên tốc độ trên danh định mà dự trữ điện áp không còn, ta không thể cấp isq và do đó dẫn đến kết quả wr = 0. Có nghĩa là: ta muốn tăng tốc nhưng không có khả năng cho y'r chạy vượt trước Rotor để tăng tốc Rotor, kết quả: Rotor bị treo ở một tộc độ nào đó. Để giải quyết vấn đề này, thay vì dùng dòng thực isq ta có thể dùng dòng cần i*sq (đầu ra của khâu điều chỉnh tốc độ quay, hình 3.12) để cưỡng y'r chay vượt trước Rotor với tốc độ w*r , khác với giá trị thực wr . Ngược lại, các động cơ dùng cho hệ thống chất lượng cao đều được thiết kế với độ dự trữ điện áp khá lớn, cho phép dùng dòng thực isq và do đó có tính động cao hơn. (5.18) 1) Tính góc pha trên hệ tọa độ ab Trình tự tính góc pha Js không khác trường hợp trên hệ toạ độ dq, nghĩa là ta phải bắt đầu từ wr (công thức (5.17) hoặc (5.18), sau đó ws công thức (5.16a,b) và cuối cùng là Js (công thức (5.15)). Tuy nhiên ở đây có hai điều cần phải lưu ý. 1. Do isq không tồn tại một cách tường minh như trên hệ dq, để tính wr ta bắt buộc phải dùng (5.18). Đây là một trong những yếu tố suy giảm khả năng động của giải pháp ab. 2. Do y'rd cũng không tồn tại một cách tường minh, khi áp dụng (5.18) ta phải tính y'rd như sau. (5.19) Tại đây ta có ngay nhận xét: việc tính y'rd phải dùng đến phép khai căn bậc hai, là phép tính có độ chính xác bị hạn chế bởi độ phân giải của bảng căn tính sẵn. 2) Hiệu chỉnh góc pha Js để chuyển toạ độ cho dòng, cho áp. Ta đã biết rằng góc pha Js được dùng vào việc chuyển tọa độ cho dòng is và áp us nhưng góc pha Js không thể dùng một cách giống nhau cho cả hai đại lượng. Việc áp dụng phải xét đến đặc điểm của phần cứng mà ta sử dụng. Góc pha Js được tính từ các giá trị thực của dòng và tốc độ quay. Do đó Js là góc pha của y's ở thời điểm mà ta đo các đại lượng is và w. Từ đó ta có nhận xét sau. 1- Như ta đã biết góc pha Js(k) được tính từ is(k) . Vậy là ở đầu nhịp (k) ta chưa thể có góc mói Js(k) mà chỉ có góc cũ Js(k-1) để chuyển hệ tọa độ cho dòng is(k) mới đo được. Trong khoảng thời gian nhịp thứ (k-1) trôi qua, vector y's(k) đã quay thêm một giá trị Tws(k-1). Vậy góc thực sự được dùng tại thời điểm (k) sẽ là Jsi với công thức sau. Jsi(k) = Js(k-1) + Tws(k-1) (5.20) 2- Trên cơ sở dòng is(k) và tốc độ góc w(k) đo ở đầu nhịp (k) - thời điểm quá độ giữa (k-1) và (k) - khâu ĐCD tính được vector điện áp us(k). Khâu ĐCVTKG thực hiện us(k) và us(k) chỉ bắt đầu có tác dụng trên hệ thống (động cơ ) kể từ đầu nhịp (k+1) - thời điểm quá độ giữa (k) và (k+1). Đến thời điểm đó, vector y'r đã quay tiếp được góc Tws(k). Vậy góc thực sự được dùng là Jsu với công thức sau. Jsu(k) = Js(k) + Tws(k) (5.21) Trên thực tế khoảng cách giữa thời điểm đo dòng và thời điểm điện áp bắt đầu tác động lên hệ thống có thể ³T . Điều này phụ thuộc vào phần cứng cụ thể thực hiện ĐCVTKG. Chính vì vậy góc hiệu chỉnh sẽ không là Tws(k) mà phải xác định phù hợp với phần cứng. Tuy nhiên khi đi thiết kế phần cứng ta phải làm sao cho khoảng cách đó là tối thiểu (= T), tránh gây trễ bất lợi cho tính năng của toàn hệ. 5.1.3 ảnh hưởng của hằng số thời gian Rotor Tr và các phương pháp khử ảnh hưởng đó Đến đây ta đã biết: việc tính toán y'rd và Js là hai yếu tố quyết định của phương pháp T4R. Trong mô hình cũng như trong các phương trình tính ta đều luôn thấy sự hiện diện của thông số thời gian Rotor Tr = Lr /Rr , là tham số chịu ảnh hưởng của nhiệt độ (Biến động điện trở Rr) hoặc của chế độ bão hoà từ (biến động Lr = Lm + Lsr) động cơ. Thực tế điện cảm tiêu tán Lsr có thể coi là không đổi, biến động của Lr chủ yếu do thay đổi hỗ cảm Lm giưa hai cuộn dây Stator và Rotor gây ra. Sự khác nhau giữa Tr của động cơ và mô hình tính dẫn đến chênh lệch giữa góc tựa tính được Js và góc pha thực sự Js . Điều đó có nghĩa rằng dòng kích từ isd = y'rd (hình vẽ) thực tế có thể bé hơn dòng isd trong mô hình. Hiện tượng đó thể hiện rõ rệt khi động cơ được vận hành ở sát giới hạn của điện áp hoặc ở dải công tác suy giảm thời gian Rotor. Khi đó, do dòng từ hoá thực tế có thể quá bé dẫn đến suy giảm mô men quay dẫn đến suy giảm công suất ra của động cơ. ở chừng mực nhất định có thể bỏ qua được sự tổn thất đó ở các động cơ có công suất nhỏ, nhưng không thể chấp nhận được ở động cơ có công suất lớn. ở dải tốc độ dưới danh định, việc sai lệch Tr , Js và y'rd chủ yếu ảnh hưởng đến động học của hệ thống cơ, ít ảnh hưởng đến công suất. Hình 5.3 Vector dòng is và từ thông rotor yr khi tồn tại sai số góc tựa Jd Nhu cầu tính toán chính xác góc tựa Js đã dẫn đến một phạm vi nghiên cứu về vấn đề nhận dạng hằng số thời gian Tr và một vài thông số khác của động cơ. Đây chính là đối tượng của nhiều công trình nghiên cứu trong cỡ một thập kỷ qua. Các phương pháp nhận dạng được đề suất vô cùng phong phú. Về cơ bản chúng được chia ra hai nhóm chính: phương pháp nhận dạng một lần trước khi vận hành hệ thống và phương pháp song hành hoạt động đồng bộ với chu kỳ trích mẫu của hệ thống. Thông qua các công trình nghiên cứu ứng dụng đã công bố ta có thể đưa ra các yêu cầu sau đây đối với phương pháp nhận dạng có ý nghĩa thực tế trong công nghiệp. 1. Phương pháp phải có khả năng hoạt động song hành để tăng khả năng thích nghi của hệ thống điều khiển/điều chỉnh với thực trạng của động cơ: không được phép quá phong phú về mặt tính toán. 2. Phương pháp không được sử dụng tín hiệu kích thích phụ để tránh các phản ứng phụ bất lợi cho chất lượng chung của hệ thống: chỉ được phép sử dụng các tín hiệu thông thường (dòng, áp, tốc đọ quay) có thể do được và tồn tại trong mọi hệ thống. 3. Tuỳ theo chế đọ vận hành: thường xuyên ở chế độ động hay chủ yếu ở chế độ tĩnh, mà ta có thể đặt ra cho phương pháp nhận dạng: chỉ có hiệu lực ở chế độ động hoặc chỉ có hiệu lực ở chế độ tĩnh. 4. Phương pháp phải hoạt động tin cậy cả ở dải tấn số thấp cũng như khi động cơ đứng yên (tấn số bằng không). Nói chung, nhận dạng hằng số thời gian Tr là một phạm vi nghiên cứu rất phong phú. Vì vậy đồ án này không thể và cũng không đặt ra mục đích giới thiệu tất cả các giải pháp tồn tại. Sau đây ta sẽ làm quen với một phương pháp có thể đáp ứng được các đòi hỏi trên. Hai phương trình điện áp Stator của ĐCKĐB trên hệ tọa độ dq có thể được viết lại như sau. (5.22a, b) Xuất phát điểm của ý tưởng là phép tính công suất vô công với công thức tổng quát. Q(t) = Im{ us* is } = usdisq - usqisd (5.23) Ta lần lượt nhân hai vế của (5.22a) với isq và (5.22b) với isd từ đó ta thu được công suất vô công. (5.24) Ta thấy ngay rằng trong công thức (5.24), điện trở Rs của Stator đã bị triệt tiêu, do đó (ở mọi tần số công tác, kể cả khi động cơ đứng yên) phép tính Q(t) không còn phụ thuộc vào câu hỏi: so với điện áp rơi trên điện cảm tiêu tán phía Stator Lss , điện áp rơi trên Rs có thể bỏ qua được hay không. Ta viết lại (5.24) và định nghĩa hai hàm F, F* mới sau đây. (5.25a, b) Trong mọi chế độ làm việc, hai hàm F và F* phải đồng nhất với nhau. Mặt khác, ta dễ dàng có được nhận xét sau: F chứa thuần tuý các đại lượng không đo được như usd , usq , isd , isq , đại lương không đo được y'rd chỉ tồn tại trong F* ở trạng thái xác lập, với disd/dt = disq/dt = dy'rd /dt = 0 và isd = y'rd ta có thể đơn giản tiếp phương trình (5.25a, b) như sau. F = Q(t) + sLsws(isd2 + isq2 ) (5.26a) F* = -(1-s) Lswsy'rd2 (5.26b) Ta định nghĩa thêm hai đại lượng mới x, (5.27) Trong đó các đại lượng "^" là các đại lượng của mô hình, các đại lượng không "^"là các đại lượng tồn tại thực tế trong động cơ. áp dụng công thức (5.6) vào (5.26) ta thu được tương quan sau đây. (5.28) Tương quan trên nói lên rằng: nếu trong chế độ xác lập đó, hằng số thời gian Rotor Tr của mô hình là sai lệch so với thời gian thực tế của động cơ, ta có thể bù san bằng sai lệch đó bằng một khâu hiệu chỉnh như trong hình 5.6 với điều kiện: tính được giá trị cần và giá trị thực của hàm F* . Như vậy vấn đề nhận dạng Tr ở chế độ tĩnh (chế độ xác lập) lúc này được qui về bài toán hiệu chỉnh đơn giản.trong đó có thể dùng một khâu hiệu chỉnh thường với đặc tính PI hình 5.6 Như trên đã khẳng định hàm F luôn đồng nhất với F* ở mọi chế độ công tác, vì vậy ta có thể sử dụng công thức (5.26) là công thức chứa các đại lượng đo được một cách tường minh để tính giá trị F* . Mặt khác, công thức (5.26) còn chứa đại lượng không đo được y'rd - có thể dùng để tính giá trị cần của F* . Hình 5.6 Nhận dạng tham số Tr bằng một khau bù san bằng. Để tính F* ta có thể sử dụng giá trị cần của thông số từ thông y'rd* . Khâu nhận dạng ở hình 5.6 được ghép vào hệ thống chung và ta thu được hệ thống mới như sau. Hình 5.7 Cấu trúc của hệ truyền động dùng ĐCKĐB điều khiển T4R và tự thích nghi và nhân dạng hắng số thời gian Rotor Tr Trong thực tế, để áp dụng phương pháp nhận dạng kể trên, ta không cần phải đo điện áp động cơ mới tính được công suất vô công Q(t). Do khâu ĐCVTKG (cùng với biến tần) được coi là có hệ số truyền đạt 1:1,ta có thể dùng ngay thành phần điện áp usd , usq hoặc usa , usb ở đầu ra của khâu ĐCD. Giá trị ở đầu ra của khâu điều chỉnh D(1/Tr)- sau khi đã giới hạn trong phạm vi cho phép ứng với khoảng thăng giáng tối đa ±60% của Tr - đượccộng thêm vào gia trị ban đầu 1/Tr, kết quả của phép cộng là giá trị được bù (1/Tr), thích nghi với trạng thái thực của động cơ. 5.2 Các vấn đề về đo đạc dòng điện Stator Trong thực tế tồn tại hai giải pháp kỹ thuật khi đo: bbằng biến dòng hoặc bằng điện trở . Cả hai giải pháp đều cho ra tín hiệu dạng áp (hoặc dòng tỷ lệ thuận với cường độ dòng pha Stator. giải pháp biến dòng cung cấp tín hiệu đã cách ly với phần công suất đông cơ, khi đo bằng điện trở tín hiệu ra vẫn còn mang thế năng của động cơ. Để thu thập tính hiệu về tín hiệu cần đo, ta có thể dùng một trong hai phương thức: 1. sử dụng khâu biến đổi điện áp/tần số VCO 2. sử dụng khâu biến đổi tương tự/số ADC Đo giá trị tức thời bằng khâu biến đổi tương tự/số ADC Đây là giải pháp được sử dụng phổ cập hiện nay vì kỹ thuật thực hiện đơn giản và khả năng phân giải cao của các vi mạch ADC (10-12 Bit). Tuy nhiên, ở đây tồn tại một vướng mắc cần phải giải quyết triệt để, đó là vấn đề hài của dòng Stator, trong khi đó ta chỉ quan tâm đến điều chỉnh hài cơ bản. Thông thường để giải quyết vấn đề này ta nghĩ ngay đến việc sử dụng một bộ lọc để triệt hài bậc cao, gây nên do điện áp đặt lên Stator có dạng xung. Tuy vậy, việc dùng khâu lọc sẽ không tránh khỏi làm trễ tín hiệu và thời gian trễ giả tạo đó sẽ làm xấu chất lượng dòng một cách đáng kể. Vì vậy, phải cố gắng tránh sử dụng bộ lọc. Để tìm ra một giải pháp thích hợp, ta hãy quan sát hình vẽ sau. Hình 5.8a Thời điểm trích mẫu đo dòng động cơ khi sử dụng khâu biến đổi ADC Trong trường hợp dùng ADC, thời điểm trích mẫu đo giữ vai trò có tính quyết định. Thực tế đã chứng minh rằng: việc giả thiết gần đúng như trênkhông hề làm ảnh hưởng chất lượng hệ thống. Điều kiện duy nhất để coi giả thiết đó đúng là: tần số cắt xung fx phải đủ lớn (chu kỳ cắt xung Tx phải đủ nhỏ). Điều kiện đó được thoả mãn cho các hệ có fx ³ 2,5 kHz. Hình 5.8a Thời điểm trích mẫu đo trong khung đồng bộ tuyệt đối ổn định. Khi sử dụng ADC cần phải đặc biệt chú ý đến việc bù sai lệch diểm không do tầng khuếch đại thuật toán đầu vào gây nên. Đối với các ADC đã có tự động bù bên trong, việc bù bên ngoài không cần thiết nữa. Có hai khả năng thực hiện bù: 1. Bù bằng mạch bên ngoài ADC. Cách bù này có tác dụng tương đối hạn chế vì chỉ có khả năng thực hiện một lần. Trong quá trình vận hành thiết bị vẫn sảy ra trôi dạt điểm không do nhiệt độ thay đổi. 2. Bù bằng phần mềm. Khi chắc chắn dòng Stator bằng không (khi ngừng công nghệ cơ) ta tiến hành một số phép trích mẫu đo và tính giá trị trung bìnhcủa lượng mẫu đó. Giá trị trung bình được sử dụng để bù khi đo cho đến khi ngừng công nghệ mới, cho phép tính giá trị bù mới. Việc sử dụng phần mềm cho phép tự động hoá việc bù điểm không, tận dụng mọi thời gian ngừng công nghệ của động cơ, tránh đến mức cao nhất ảnh hưởng của nhiệt độ. Thực tiễn đã cho thấy ý nghĩa vô cùng quan trọng của việc bù đối với độ mấp mô của mô men quay động cơ. Đây có thể coi là điều kiện cần để có thể đưa độ mấp mô đó xuống dưới 1% đối với ĐCKĐB khi có phụ tải danh định (ĐCMC có độ mấp mô mômen quay tốt nhất là 1%). Đây chính là một trong nhiều thế mạnh mới của TĐĐXCBP , góp phần đẩy lùi và tiến tới thay thế triệt để TĐĐMC. 5.3 Các vấn đề về đo đạc tốc độ quay Rotor Để đo tốc độ quay ta có thể sử dụng một trong bốn khả năng : Máy phát tốc, máy phát xung, máy đo góc tuyệt đối, lọc Kalman. Trong đó, máy phát tốc đã dần đi vào dĩ vãng, do độ chính xác thấp, lại đòi hỏi phần biến đổi ADC có độ chính xác cao để số hoá tín hiệu đo. Ba khả năng còn lại đã và đang được ứng dụng trên thực tế. Nhưng hiện nay giá thành/tốc độ tính toán của vi xử lý đã giảm rất nhiều so với trước kia, đã cho phép giải quyết các thuật toán phức tạp đối với ĐCKĐB, nên xu hướng xu hướng nghiên cứu hiện nay là điều khiển/điều chỉnh tốc độ quay không cần máy đo, một thiết bị thường kèm theo phần quang học và điện xử lý khá đắt tiền và phức tạp. Vì vậy ta chỉ quan tâm đến khả năng thứ 4 - dùng lọc Kalman. Đo tốc độ quay bằng lọc Kalman ý tưởng chủ đạo của việc đo tốc độ Rotor bằng lọc Kalman là mở rộng vector trạng thái x thêm hai đại lượng: tốc độ góc cơ học w và góc cơ học J của Rotor. xT = [isa , isb , y'ra , y'rb , w , J] (5.29) Hoàn toàn tương tự như (5.8), thuật toán truy hồi của lọc Kalman cũng có khả năng cung cấp thông tin về w và J . Thoáng nhìn tưởng chừng như vô lý: bản thân ma trận quá độ trạng thái F(w,T) có chứa w, vector trạng thái cũng chứa w. Đó chính là lợi thế của bản thân phép truy hồi: w(k) được dùng làm tham số thay vào F để tính w(k+1) của x , quá trình cứ lần lượt tiếp diễn bắt đầu từ k = 0. Với các vi xử lý (Chip) tốc độ cao giá ngày càng giảm sẽ đáp ứng được tất cả các yêu cầu tính toán đặt ra của các xu hướng nghiên cứu tìm tòi cái mới cho TĐĐXCBP ứng dụng lọc Kalman. 5.4 Xác định giá trị cần cho bộ điều chỉnh dòng. Tong các hệ thống điều khiển T4 R ta chỉ quan tâm đến việc xác định hai giá trị cần i*sd và i*sq . Khi điều chỉnh trên hệ tọa độ ab, ta thu được i*sa và i*sb sau khi chuyển tọa độ cho i*sd , i*sq . 1) Xác định giá trị i*sq Tại một điểm công tác của động cơ - dù là ĐCKĐB hay ĐCĐB - ta đã xác định: i*sq là dòng tạo mômen quay (tương ứng với dòng iM của ĐCMC ). Vì vậy ta có thể dùng trực tiếp đại lương ở đầu ra của khâu ĐCTĐQ làm gí trị cần cho i*sq . Khâu ĐCTĐQ thường có đặc tính PI hoặc PID và được vẽ riêng ra khỏi hệ thống chung như hình vẽ sau. Hình 5.9 Khâu ĐCTĐQ với hệ số khuếch đại VR vẽ tách ra khỏi hệ thống Tuy nhiên xét quan hệ thực tế giữa nM và isq - ĐCKĐB: công thức(2.16b) - ta thấy luôn tồn tại vai trò của từ thông Rotor yrd , yp như là một hệ số khuếch đại. Trong dải tốc độ quay dưới danh định, các từ thông đó được điều chỉnh ổn định ở một giá trị danh định y'rdN (ĐCKĐB). Các giá trị đó đã được tính đến trong hệ số khuếch đại VR khi thiết kế tối ưu khâu ĐCTĐQ. ở dải tốc độ quay trên danh định, ta phải giảm kích từ cho động cơ, điều đó có nghĩa là: ta đã gián tiếp giảm hệ số khuếch đại của mạch vòng điều chỉnh tốc độ quay. Để khâu ĐCTĐQ hoạt động ổn định và tối ưu cả ở trên dải danh định, ta phải tiến hành bù thích nghi cho hệ số khuếch đại, trước khi đưa giá trị cần vào khâu ĐCD. (5.30) trong đó: k hệ số khuếch đại của khâu ĐCTĐQ ở dải tốc độ quay dưới danh định yrdN giá trị danh định của từ thông Rotor ĐCKĐB yrd giá trị thực của từ thông Rotor ĐCKĐB 1) Xác định giá trị i*sq Đối với các hệ sử dụng ĐCĐB, việc cho trước i*sd là đơn giản i*sd=0 trong dải tốc độ dưới danh định, ở dải tốc độ trên danh định i*sd nhận giá trị âm (để làm yếu từ thông Rotor) tỷ lệ nghịch với tốc độ quay. Đối với các hệ sử dụng ĐCKĐB, có hai khă năng như sau: 1. Từ thông Rotor yrd được điều khiển bởi isd và không có điều chỉnh qua hồi tiếp âm giá trị thực (mạch vòng hở). i*sd được tính theo nhu cầu về từ thông y*rd theo công thức (5.10) và được giới hạn trong phạm vi cho phép (5.11a). Khi xảy ra giới hạn i*sd , y*rd được sửa sai theo (5.11b). (5.31) với: (5.32) trong đó: i*sd giá trị cần trước khi bị giới hạn i*sdr giá trị cần sau khi bị giới hạn (diễn đạt cách khác: giá trị thực sự, có thể cung cấp được) y*rd giá trị từ thông theo nhu cầu dự định. y*rds nhu cầu từ thông sau khi đã sửa sai (y*rd = y*rds nếu như i*sd không bị giới hạn). Hình 5.10 minh hoạ cách thức tính i*sd theo phương thức không hồi tiếp yrd . Hình 5.10 Mạch tính i*sd trên cơ sở nhu cầu từ hoá động cơ. Đối với các hệ không đòi hỏi tính động cao (ví dụ: động cơ quạt gió, máy ly tâm... ), đây là giải pháp đơn giản và có thể chấp nhận được 2. i*sd là đại lượng ra của khâu điều chỉnh từ thông (viết tắt: ĐCTT). Các phương trình (2.16a), (3.33a) cho thấy quan hệ trễ bậc nhất giữa isd và yrd với hằng số thời gian Tr (hắng số thới gian Rotor). Việc dùng khân ĐCTT cho phép gia tốc các quá trình tăng giảm từ hoá động cơ ( tăng giảm nhanh yrd ) và nhờ đó nâng cao tính động toàn hệ. 5.5 Xác định giá trị cần cho bộ điều chỉnh từ thông . Để dánh giá đúng mức về nhu cầu chuẩn bị giá trị cần cho khâu ĐCTT, trước ta hãy quay trở lại với hệ phương trình (3.28). Từ (3.28) ta rút ra được. (5.33) ở trạng thái xác lập (5.12) có dạng. (5.34) Hoặc (5.35) Với estđ là sức từ động gây nên bởi từ thông Rotor y'r có modul tỷ lệ thuận với ws và modul của y'r . Ta thể hiện lại (5.14) bằng đồ thị vector khôg gian trong hình 5.11 Hình 5.11 Tiêu hao điện áp trong không gian vector tối đa, gây nên bởi sức từ động estđ (tỷ lệ thuận với ws và modul của yr) Qua phương trình (5.13), (5.14) và đặc biệt qua hình 5.11 ta thấy rõ: Địên áp bị khống chế bởi hình lục giác, estđ chỉ được phép tăng không quá lớn, nhằm luôn đảm bảo có một lượng dự trữ điện áp đủ, để có thể tạo dòng is , tạo mômen quay. Để làm sáng rõ vấn đề hơn nữa, ta viết lại phương trình (5.13), (5.14) dưới dạng thành phần và sau đó xét tiếp riêng usq (5.36a) (5.36b) Khi

Các file đính kèm theo tài liệu này:

  • docDA0684.doc
Tài liệu liên quan