Luận văn Nghiên cứu hệ truyền động điện biến tần - Động cơ xoay chiều sử dụng biến tần 4 góc phần tư

ỉnh lưu PWM Công suất tác dụng và công suất phản kháng của chỉnh lƣu PWM đƣợc tính trên tọa độ a , b , c và  -      * e a a b b c c * m bc a ca b ab c p R u.i u i u i u i u i u i 1 q I u.i (u i u i u i ) u i u i 3                         (2.11) Trên tọa độ d - q Lq Lq Ld Ld m m Lq Lq Ld Ld 3 p (U i U i ) U I 2 q (U i U i )          (2.12) uLd Sd iLq usq Sq + uLq - R+pL 1 pC 1 R+pL + - iLd + 1 udc - usd  L + + + Hình 2.7: Mô hình toán học chỉnh lưu PWM trên hệ toạ độ d-q  L idc 39 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Nếu ta chọn trục d trùng với trục điện áp UL và điều khiển IL trùng với UL thì ta có: Lq Lq Ld m Ld m 3 3 i 0, U 0, U U , i I , q 0 2 2      Đồ thị vector điện áp đƣợc vẽ trên hình 2.8 2.4. PHẠM VI VÀ GIỚI HẠN THAM SỐ CỦA CHỈNH LƢU PWM 2.4.1. Giới hạn cực tiểu của điện áp một chiều Udcmin > Ud0 = 2,34Ufa (2.13) Thông thƣờng chọn điện áp một chiều ở giá trị Udc = (1,12  1,3 )Ud0 2.4.2. Giới hạn giá trị điện áp trên điện cảm Nếu ta biểu diễn điện áp chỉnh lƣu PWM trên tọa độ d-q ta có phƣơng trình cân bằng điện áp: Ldq Ldq Ldq sdq dI L U j LI U dt     (2.14) Hình 2.8: Đồ thị vector điện áp chỉnh lưu PWM q p(-) p(+) q(-) q(+) LU  sU LI d  Lj LI 40 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Từ phƣơng trình (2.14) ta thấy điện áp trên điện cảm sẽ thay đổi khi vector dòng điện LI biến động. Ta có 8 vector điện áp U0, U1, U2, U3, U4, U5, U6, U7. Định nghĩa điện áp tự cảm di L dt tƣơng ứng là Up0, Up1, Up2, Up3, Up4, Up5, Up6, Up7. Biểu diễn giới hạn làm việc của điện áp trên điện cảm bằng đồ thị vector hình 2.9a, b. Nếu bộ điều chỉnh dòng điện giữ đƣợc biến động của LI xung quanh dòng điện đặt LI đặt. Gọi góc  là góc biến động lớn nhất của hai vector Up1 và Up2 ta có  <  Trên đồ thị hình 2.9 chỉ ra nếu  =  thì LdqLdq sdq 3 U j Li U 2    (2.15) iL q d u 1  u 6 u 5 uL u 3 u 4 u 2 Hình 2.9a: Giới hạn làm việc điện áp của chỉnh lưu PWM 41 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Giả thiết: sdq dc Ldq m Ldq Ld 2 U U , U U ; i i 3    Điều kiện điện áp một chiều cực tiểu sẽ là 2 2 dc m LdU 3 U ( Li )     (2.16) Phƣơng trình 2.16 chỉ ra quan hệ giữa điện áp nguồn, điện áp một chiều, dòng tải và giá trị điện cảm. Từ đó xác định đƣợc giá trị điện cảm cực đại 2 2 dc m Ld U U 3L i   (2.17) 2.5. ƢỚC LƢỢNG CÁC ĐẠI LƢỢNG VECTOR CƠ BẢN Cấu trúc và phƣơng pháp điều khiển chỉnh lƣu PWM dựa trên phép biến đổi vector. Chỉnh lƣu PWM sử dụng hai đại lƣợng vector cơ bản là vector điện áp và vector từ thông ảo. Từ các đại lƣợng đo đƣợc nhƣ dòng điện đầu vào, điện áp một chiều và trạng thái đóng cắt các van, ta đi ƣớc lƣợng hai đại lƣợng vector cơ bản trên. 2.5.1. Ước lượng vector điện áp đầu vào Có thể đo trực tiếp vector điện áp đầu vào, tuy vậy phép đo này bị ảnh hƣởng rất lớn bởi sự không đối xứng các pha của điện áp lƣới điện, nhiễu lƣới v.v… Do Hình 2.9b: Giới hạn làm việc điện áp của chỉnh lưu PWM q up1 iL  up6 * LI IL up2 up3 up4 up0,7 up5 d 42 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên vậy ngƣời ta thƣờng ƣớc lƣợng vector điện áp thông qua các thông số dòng điện và thông số trung gian. Một trong các phép ƣớc lƣợng đó là tính điện áp thông qua dòng điện và công suất. Có thể thấy rằng khi sử dụng biến điệu vector không gian có hai trạng thái thông của các khóa Sa Sb Sc là (111) và (000), khi đó công suất tác dụng bằng 0 chỉ tồn tại công suất phản kháng, cụ thể: a b c a b c a c c a di di di p(t) L i i i 0 dt dt dt 3L di di q(t) i i 0 dt dt3                      (2.18) Từ 2.18 điện áp đƣợc tính L LL 2 2 L L L L L i iU 01 U qi i i i                 (2.19) Giá trị góc tọa độ ,  của điện áp là L L L U 2 2 L L L U 2 2 L L U sin U U U cos U U                  (2.20) 2.5.2. Ước lượng vector từ thông ảo Nếu giả thiết chỉnh lƣu PWM có đầu vào là Udc , đầu ra là máy điện không đồng bộ ảo, trong đó sức điện động động cơ là điện áp lƣới, điện trở, điện cảm là thông số cuộn dây stator của động cơ ảo . 43 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Ta có thể định nghĩa vector từ thông móc vòng qua khe hở không khí của động cơ ảo L vector này có thể biểu diễn trên tọa độ  -  và d - q. Nếu bỏ qua điện trở R vector L sẽ vuông góc với LU . Mô hình động cơ ảo và đồ thị vector đƣợc mô tả trên hình 2.10a, b. L s i   Hình 2.10: Mô hình động cơ ảo và đồ thị véc tơ từ thông ảo với chỉnh lưư PWM  d  L=t q L id iq u1 us uL b) a) TẢI Udc C Ua Ub Uc R R R L L L A B C PWM Chỉnh luu Phía một chiều M Phía xoay chiều Động cơ ảo 44 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Từ đại lƣợng vector từ thông ảo có thể biểu diễn nó trên hệ d - q, khi vector LI trùng LU và trục q, biểu đồ vector và sơ đồ mô tả dòng công suất của chỉnh lƣu PWM đƣợc biểu diễn trên hình 2.11a,b Từ thông ảo đƣợc xác định qua vector đầu vào chỉnh lƣu PWM, SU L L s L L s di U L dt dt di U L dt dt                             (2.21) Trong đó: Phía một chiều C B A Udc a) b) M Phía xoay chiều C B A Udc Phía một chiều Phía xoay chiều q ui us uL iL d L L= 0 0 i s q ui us uL iL d L L= 180 0 i s Hình 2.11: Quan hệ giữa điện áp và từ thông ảo với dòng công suất của chỉnh lưu PWM 45 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên  s dc a b c s dc b c 2 1 U U S S S 3 2 1 U U (S S ) 2                (2.22) L s i   Từ đại lƣợng vector từ thông ảo, có thể biểu diễn nó trên hệ toạ độ d-q, khi vector LI trùng LU và trục q thì biểu đồ vector và sơ đồ mô tả dòng công suất của chỉnh lƣu PWM đƣợc biểu diễn trên hình 2.11a,b. Từ thông ảo đƣợc xác định qua vector đầu vào chỉnh lƣu PWM , sU - + + - 1 T TN 1 T 1 1 - - L iL L iL Hình 2.15: Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC TN L uL uL Hình 2.12: Sơ đồ cấu trúc nhận dạng véc tơ từ thông ảo 46 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên L L s L L s di U L dt dt di U L dt dt                             (2.21) Sơ đồ cấu trúc nhận dạng vector từ thông ảo trình bày trên hình 2.12 Trong đó:  s dc a b c s dc b c 2 1 U U S S S 3 2 1 U U (S S ) 2                (2.22) 2.6. PHƢƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN CHỈNH LƢU PWM Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM về cơ bản thì có cùng một mục đích chung nhƣng lại dựa trên các nguyên tắc khác nhau. Chúng đƣợc phân loại dựa trên hai nguyên tắc: Điều khiển dựa trên điện áp và điều khiển dựa trên từ thông ảo. Điều khiển dựa trên điện áp là ƣớc lƣợng điện áp lƣới và sẽ điều khiển bằng dòng điện hay công suất. Điện áp lƣới nếu điều khiển bằng dòng điện thì gọi là phƣơng pháp VOC (Voltage Oriented Control), còn theo công suất thì gọi là DPC (Direct Power Control). Các phƣơng pháp điều khiển chỉnh lƣu PWM Điều khiển theo véc tơ điện áp Điều khiển theo véc tơ từ thông ảo VOC DPC VFOC VF-DPC Hình 2.13: Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM 47 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Điều khiển dựa trên từ thông ảo là phƣơng pháp điều khiển cần phải ƣớc lƣợng từ thông ảo của lƣới điện và áp dụng phƣơng pháp điều khiển từ thông stator của động cơ không đồng bộ cho lƣới điện. Nếu điều khiển bằng mạch vòng dòng điện thì gọi là phƣơng pháp VFOC (Voltage Flux Oriented Control), còn khi điều khiển dựa theo công suất thì gọi là phƣơng pháp VF-DPC Các cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM đƣợc minh họa trên hình 2.13. Hệ điều khiển biến tần dùng chỉnh lƣu PWM với động xoay chiều có các phƣơng án đƣợc trình bày trên hình 2.14. 2.7. CẤU TRÚC ĐIỀU KHIỂN CHỈNH LƢU PWM ĐỊNH HƢỚNG THEO VECTOR ĐIỆN ÁP [3], [12] 2.7.1. Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM định hướng theo vector điện áp dựa vào dòng điện (VOC) Đặc điểm của phƣơng pháp điều khiển dựa vào dòng điện là xử lý tín hiệu trên hai hệ toạ độ là hệ toạ độ cố định  -  và hệ toạ độ quay d - q. Các giá trị dòng điện đo đƣợc trong hệ ba pha đƣợc biến đổi sang hệ toạ độ cố định  - , sau đó đƣợc biến đổi sang hệ toạ độ d - q. Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM theo VOC đƣợc trình bày trên hình vẽ 2.15. CL NL DPC VOC FOC DTC Hình 2.14: Hệ truyền động động cơ xoay chiều - biến tần dùng chỉnh lưu PWM với các phương pháp điều khiển 48 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Khi chọn trục d trùng với vector điện áp lƣới LU , khi đó ULd = UL, còn ULq = 0. Phƣơng trình 2.9 đƣợc rút gọn (với giả thiết R  0): Ld Ld sd sq Ld di U L U dt 0 U Li          (2.23) Cấu trúc các mạch vòng điều khiển chỉnh lƣu PWM đƣợc trình bày trên hình 2.16, trong đó lƣợng đặt dòng i*q = 0 và đại lƣợng đặt dòng i * d lấy ra từ bộ điều chỉnh điện áp một chiều. L L L Ua U dc PI d - q i d_ref TẢI  k    Udc_ref iq iq_ref = 0 PI PI d-q - - Đo đòng điện và đánh giá điện áp lƣới PWM Sa id Sb Sc Ub Uc ia ib ic ia ib us us  Udc cosUL sinUL iLd iLq iL iL usq usd cosUL sinUL - uL uL Hình 2.15: Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC TN 49 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Hình 2.16: Cấu trúc các mạch vòng điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC * dcU dcU dcU PI Bộ điều khiển điện áp i* + - PI Bộ điều khiển điện dòng + + du + d +  L  L - + * qi 0 + id PI Bộ điều khiển điện dòng iq qu Ldu sdu squ Khi điều khiển vector dòng điện LI trùng với trục d thì ILd = IL và ILq = 0. Do dòng điện id và iq đƣợc ƣớc lƣợng từ ia, ib qua khâu biến đổi tọa độ a, b, c =>  -  => d - q. Góc của vector điện áp UL đƣợc xác định từ (2.19) và (2.20). 2.7.2. Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo VFOC Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM theo VFOC đƣợc biểu diễn trên hình 2.17. Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM theo VFOC có sự khác biệt so với VOC, trục d ở đây đƣợc chọn trùng với vector L do vậy vector điện áp LU sẽ trùng với trục q, vector dòng điện LI trùng với vector LU nên ILd=0 và ILd=IL. Do vậy mạch vòng điều chỉnh theo VFOC sẽ có lƣợng đặt i*ld = 0 và i * lq lấy từ đầu ra bộ điều chỉnh điện áp một chiều. Nếu nhƣ góc cho biến đổi tọa độ ở VOC là uL, còn ở VFOC lấy L và đƣợc xác định: L L 2 2 L L L L 2 2 L L sin cos                          (2.24) Giá trị L và L đƣợc tính theo 2.21. 50 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên 2.8. CẤU TRÚC ĐIỀU KHIỂN CHỈNH LƢU PWM THEO PHƢƠNG PHÁP TRỰC TIẾP CÔNG SUẤT DPC [3], [12] Phƣơng pháp điều khiển trực tiếp công suất PDC cho chỉnh lƣu PWM đƣợc phát triển từ ý tƣởng điều khiển trực tiếp mô men (DTC) của truyền động động cơ không đồng bộ. Trong đó hai đại lƣợng của DTC là mô men và từ thông đƣợc thay bằng công suất p và q (xem hình 2.18). ở đây, chọn lƣợng đặt công suất phản kháng q* = 0 tức là cos = 1. Lƣợng đặt công suất tác dụng p* đƣợc lấy từ đầu ra bộ điều chỉnh điện áp một chiều (tỉ lệ với L L L Ua U dc PI d - q i d_ref TẢI  k    Udc_ref iq iq_ref = 0 PI PI d - q - - Đo đòng điện và đánh giá từ thông ảo PWM Sa id Sb Sc Ub Uc ia ib ic ia ib us us  Udc cosL sinL iLd iLq iL  iL  usq usd cosL sinL - L L Hình 2.17: Cấu trúc các mạch vòng điều khiển chỉnh lưu PWM theo VFOC 51 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên idc) nhân với lƣợng đặt điện áp một chiều Udc. Hai bộ điều chỉnh công suất đƣợc thiết kế dạng khâu đóng cắt có đặc tính từ trễ (đặc tính rơle) trong đó: * q q * q q * p d * p d d 1 khi q<q H d 0 khi q>q H d 1 khi p<p H d 0 khi p>p H              (2.25) Hd và Hq là băng trễ Biến điều khiển dp và dq đƣợc kết hợp với vị trí vector điện áp L uL L U arctg U     , hoặc vị trí vector từ thông ảo L L L arctg       đƣa vào bảng đóng cắt tƣơng tự nhƣ DTC. Việc phân vùng cho vị trí vector điện áp hoặc vector từ thông ảo có thể chọn 6 hoặc 12 vùng. TẢI ia Ua L L L pref dq  Ud  UL Chọn sector - - PWM Đo dòng điện và đánh giá công suất tức thời, điện áp lƣới hoặc từ thông ảo Hình 2.18: Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo DPC Bảng chuyển mạch Udc - PI Sa Udcref Sb Sc ib ic Ub Uc ia ib L dp qref = p q Udc 52 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Nếu phân thành 6 vùng ta có :   n2n 3 (2n 1) 6 6        với n = 1 , 2 …6 Và đối với 12 vùng:   nn 2 (n 1) 6 6        với n = 1 , 2 …12 2.8.1. Ước lượng công suất theo vector điện áp a b c a b c dc a a b b c c di di di p L i i i U (S i S i S i ) dt dt dt            (2.26)  a cc a dc a a c b c a c a b 1 di di q 3L i i U S i i S (i i ) S (i i ) dt dt3                    (2.27) Giá trị điện áp UL đƣợc tính theo (2.19) Tính q, p theo 2.26, 2.27 3 abc S  Tính ULtheo 2.28 ib Udc ia Sb Sc q UL UL UL iL iL Hình 2.19: Khâu ước lượng công suất và điện áp 2 p 53 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Tính p, q theo (3.30) L p  abc 3 2 Tính L, L theo (3.21) ia q ib Udc Sa Sb Sc L  Hình 2.20: Khâu ước lượng p, q theo vector L iL iL L LL 2 2 L L L L L i iU p1 U qi i i i                 (2.28) Vị trí vector điện áp UL đƣợc tính theo (2.20). Cấu trúc khâu ƣớc lƣợng công suất và điện áp đƣợc trình bày trên hình 2.19. ở đây cần đo ia, ib, ic, Udc và thông tin về trạng thái khóa Sa, Sb, Sc. 2.8.2. Ước lượng công suất theo vector từ thông ảo Để tính toán công suất có thể sử dụng các công thức sau (xem 2.29):     * Le L * Lm L p R U .i q I U .i      (2.29) Dự vào (2.29) tính đƣợc công suất tác dụng và phản kháng trong hệ tọa độ  - 54 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên  theo vector từ thông ảo:     L L L L L L L L p i i q i i                    (2.30) Từ giá trị dòng điện iL và iL, theo (2.21) và (2.22) tính đƣợc L và L. Từ giá trị từ thông L và iL, dựa vào (2.30) tính đƣợc p và q. Cấu trúc khâu ƣớc lƣợng p, q theo đại lƣợng vector từ thông ảo đƣợc trình bày trên hình 2.20. 2.8.3. Đặc điểm cơ bản của điều khiển trực tiếp công suất DPC cho chỉnh lưu PWM Nhƣ phần trên đã nêu điều khiển DPC đƣợc phát triển từ ý tƣởng của điều khiển trực tiếp mô men động cơ KĐB. Do vậy, về nguyên lý cơ bản để xây dựng bộ điều khiển công suất DPC cũng tƣơng tự nhƣ DTC, có nghĩa là phải thiết kế đƣợc bộ điều khiển đóng cắt có đặc tính từ trễ để gia công tín hiệu dq và dp; Lựa chọn số vùng của vector điện áp từ đó kết hợp với vị trí vector điện áp UL để xây dựng bảng đóng cắt tạo nên vector điều khiển điện áp cho chỉnh lƣu PWM. Tuy nhiên DPC cũng có đặc điểm riêng, không thể áp dụng một cách máy móc điều khiển DTC cho DPC. Cụ thể: Tần số điện áp nguồn là không đổi khác với DTC biến thiên dải rộng. Giá trị tức thời công suất tác dụng và phản kháng bị ảnh hƣởng nhiều vào vị trí vector điện áp và sự thay đổi của dòng điện cả về pha lẫn biên độ. Trên hình 2.21 minh họa cho bốn trƣờng hợp thay đổi giá trị tức thời của p và q khi vector dòng điện biến đổi trong giới hạn L LI I  p < p * với hai vị trí trên hình 2.21b, c p > p * với hai vị trí trên hình 2.21a, d q > q * với hai vị trí trên hình 2.21c, d q < q * với hai vị trí trên hình 2.21a, b 55 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên với công suất đặt tại điểm M 2.8.4. Bộ điều khiển công suất Bộ điều khiển công suất có đặc tính trễ có ảnh hƣởng lớn đến chất lƣợng của hệ: sóng hài bậc cao dòng điện, tần số đóng cắt, dao động đập mạch công suất và tổn thất công suất. Do vậy, việc lựa chọn tham số băng trễ và cấu trúc điều khiển rất quan trọng. Thông thƣờng bộ điều khiển sử dụng so sánh hai mức hoặc ba mức. Có 3 phƣơng án cho bộ điều khiển trình bày trên hình 2.22a, b, c. Bộ điều khiển hai mức có bốn trạng thái, ví dụ bộ điều chỉnh công suất phản kháng: a) b) c) d)  iL M iL    M V1 V2 V3 V4 uS V6 uL qref pref * Li Li pref qref V1 V2 V3 V4 V6 V5 V5 uS Li * Li uL jLiL jLiL     iL uS uL qref pref V1 V2 V3 V4 V5 V6 jLiL Li * Li * Li iL Li uL jLiL pref qref V1 V2 uS V3 V4 V5 V6 M M H×nh 2.21: Sù biÕn thiªn gi¸ trÞ c«ng suÊt tøc thêi 56 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên - Nếu q > Hq thì dq = 1, - Nếu -Hq  q Hq và 0  dt q d thì dq = 0, - Nếu -Hq  q Hq và 0  dt q d thì dq = 1, - Nếu q < Hq thì dq = 0. Đối với bộ điều chỉnh ba mức ta có 6 trạng thái: - Nếu q > Hq thì dq = 1, - Nếu 0  q  Hq và 0  dt q d thì dq = 0, - Nếu 0  q  Hq và 0  dt q d thì dq = 1, - Nếu -Hq  q  0 và 0  dt q d thì dq = -1, p dp a) q dq dp dp p q dq dq q b) c) Hình 2.22: Bộ điều khiển công suất a) hai møc, b) hai - ba møc, c) ba møc p 57 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên - Nếu -Hq  q  0 và 0  dt q d thì dq = 0, - Nếu q  -Hq thì dq = -1. Chọn bộ điều khiển so sánh ba mức theo đặc tính tốt hơn hai mức. Tần số đóng cắt phụ thuộc độ rộng băng trễ và số phân vùng vector. 2.8.5. Lựa chọn phân vùng vector và bảng đóng cắt Số phân vùng vector có thể là 6 vùng hoặc 12 vùng và đƣợc biểu diễn nhƣ trên hình 2.22. B.2.1: Bảng đóng cắt cho DPC với bộ điều khiển hai mức, 12 vùng vector dp dq Sector 1 Sector 2 Sector 3 Sector 4 Sector 5 Sector 6 Sector 7 Sector 8 Sector 9 Sector 10 Sector 11 Sector 12 1 0 101 101 100 100 110 110 010 010 011 011 001 001 1 110 111 010 000 011 111 001 000 101 111 100 000 0 0 101 100 100 110 110 010 010 011 011 001 001 101 1 100 110 110 010 010 011 011 001 001 101 101 100 Có thể mô tả bằng biểu thức toán học cho phân vùng vector: 4 5 6 7 8 9 10 11 12 1 2 3 5   6 4 3 2 1   Hình 2.23: Phân vùng vector cho phương pháp điều khiển DPC 58 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên     n n 2n 3 (2n 1) , n=1,2,...,6 6 6 2n 2 (n 1) , n=1,2,...,12 6 6                   (2.31) Với sự phân vùng là 6 hoặc 12 khi giá trị tức thời giá trị công suất thay đổi sẽ hạn chế số vector sử dụng. Ví dụ trên hình 2.24, chỉ sử dụng đƣợc hai trong số bốn vector cho phép. Điều này gây ra dao động đập mạch công suất, ảnh hƣởng xấu đến chất lƣợng điều khiển. Để cải thiện, có thể thay đổi số mức trong bộ điều khiển đó ng cắt hoặc dùng logic mờ. Trên bảng B.2.1 trình bày bảng đóng cắt cho DPC với bộ điều khiển hai mức và 12 phân vùng vector. 2.8.6. Tổ hợp vector điện áp Khi giá trị tức thời công suất biến động ta có sự lựa chọn các vector điện áp. Trên hình 2.24 biểu diễn vector ở vùng thứ k ( k =1 , 2,…6 ) ta có sự lựa chọn ứng với tác động tăng hoặc giảm công suất. Đối với công suất tác dụng tăng khi chọn Uk+2, Uk+3, Uk+1, Uk-2 hoặc U0, U7 giảm khi chọn Uk, Uk-1. Đối với công suất phản kháng khi tăng Uk, Uk+1, Uk+2 giảm Uk-2, Uk-1, Uk+2. Kết quả thống kê trên bảng B.2.2 Bảng B.2.2: Sự tăng giảm p và q theo U Uk-2 Uk-1 Uk Uk+1 Uk+2 Uk+3 U0 U7 q        p        Trên bảng B.2.1, ký hiệu () tăng, () giảm, () tăng lớn và () giảm lớn. Ta thấy sự tăng và giảm lớn đối với q và p chỉ xảy ra ở 2 vector. 59 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Kết luận: Chỉnh lƣu PWM đáp ứng đƣợc yêu cầu trao đổi công suất hai chiều giữa lƣới điện xoay chiều và phía một chiều đầu ra bộ chỉnh lƣu. Ngoài ra sử dụng chỉnh lƣu PWM cho phép giảm đáng kể sóng hài bậc cao trong dòng điện lƣới, tăng hiệu suất, có khả năng điều chỉnh đƣợc hệ số công suất. Nhƣ vậy, việc sử dụng chỉnh lƣu PWM trong bộ biến tần gián tiếp có thể cho phép hệ truyền động điện biến tần-động cơ xoay chiều có thể làm việc ở cả bốn góc phần tƣ của hệ tọa độ đặc tính cơ và nâng cao đáng kể chất lƣợng của hệ truyền động. Vì vậy, mặc dù giá thành của loại biến tần này cao gấp đôi so với biến tần thông thƣờng nhƣng sẽ tiết kiệm đáng kể về điện năng, giảm nhỏ ảnh hƣởng của hệ truyền động đến mạng điện xoay chiều. H×nh 2.24: BiÕn ®æi vector ®iÖn ¸p Uk+1 U pk-2 U pk U pk+1 U pk+2 U pk+3 U p0.7 vector K   Uk+2 Uk+3 Uk Uk-2 Uk-1 Upk-1 60 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Chƣơng 3 NGHỊCH LƢU ĐIỀU KHIỂN VECTOR VÀ CẤU TRÚC HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN BIẾN TẦN 4 Q - ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA Chƣơng 2 đã xác định hệ truyền động điện biến tần 4Q - động cơ không đồng bộ ba pha (ĐK) là hệ biến tần với chỉnh lƣu PWM và nghịch lƣu điều khiển vector và đã phân tích tƣơng đối đầy đủ về chỉnh lƣu PWM. Để xây dựng đƣợc cấu trúc đầy đủ của hệ truyền động, trƣớc tiên cần xây dựng đƣợc cấu trúc khối nghịch lƣu. Trải qua nhiều giai đoạn nghiên cứu và phát triển, các nhà chuyên một đã xây dựng đƣợc cấu trúc nghịch lƣu điều khiển vector định hƣớng theo từ thông rotor là cấu trúc nghịch lƣu có nhiều ƣu điểm và đang đƣợc sử dụng phổ biến nhất hiện nay. Để xây dựng cấu trúc hệ truyền động, cần thiết phải tìm hiểu một cách khái quát về loại nghịch lƣu này. 3.1. MÔ HÌNH TOÁN HỌC TRẠNG THÁI ĐỘNG CỦA ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA [1], [2], [3], [4], [5], [8] 3.1.1. Mô hình toán học nhiều biến của động cơ không đồng bộ ba pha 3.1.1.1. Đặc điểm của mô hình toán học trạng thái động của động cơ không đồng bộ Từ thông của động cơ điện một chiều do cuộn dây kích từ sinh ra, có thể đƣợc xác lập từ trƣớc mà không tham gia vào quá trình động của hệ thống (trừ khi điều tốc bằng điều chỉnh từ thông). Vì vậy mô hình toán học trạng thái động của nó chỉ có một biến vào (đó là điện áp mạch rotor) và một biến ra (đó là tốc độ quay). Trong đối tƣợng điều khiển có chứa hằng số thời gian điện cơ Tm và hằng số thời gian điện từ mạch điện rotor Te, nếu tính cả thiết bị chỉnh lƣu điều khiển tiristor thì còn có cả hằng số thời gian trễ  của khối chỉnh lƣu. Trong ứng dụng kỹ thuật, với một hệ thống tuyến tính cấp III một vào - một ra, có thể ứng dụng lý thuyết điều khiển tuyến tính kinh điển và phƣơng pháp thiết kế kỹ thuật thực dụng để tiến hành phân tích và thiết kế một cách dễ dàng. 61 Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên Tuy nhiên, lý luận và phƣơng pháp nói trên khi vận dụng vào việc phân tích và thiết kế hệ thống điều tốc xoay chiều thì gặp khá nhiều khó khăn, phải đƣa ra một số giả thiết mới có thể nhận đƣợc sơ đồ cấu trúc trạng thái động gần đúng, bởi vì so sánh giữa mô hình toán học của động cơ điện xoay chiều và mô hình động cơ điện một chiều có sự khác nhau khá căn bản. Khi điều chỉnh tốc độ bằng điều chỉnh tần số nguồn cấp cho mạch stator động cơ không đồng bộ (điều tốc biến tần) cần phải tiến hành điều khiển phối hợp điện áp và tần số, có hai biến số đầu vào độc lập là điện áp và tần số, nếu khảo sát điện áp 3 pha thì biến số đầu vào thực tế phải tăng lên. Ở đầu ra, ngoài tốc độ quay, từ thông cũng đƣợc tính là một tham số độc lập. Bởi vì động cơ chỉ có một nguồn điện 3 pha, việc xác lập từ thông và sự thay đổi tốc độ quay là đồng thời, nhƣng muốn có chất lƣợng động tốt, còn muốn điều khiển đối với từ thông, làm cho nó không thay đổi trong trạng thái động, mới có thể phát huy đƣợc khả năng sinh mô men. Vì những nguyên nhân này nên động cơ không đồng bộ là một hệ thống nhiều biến số (nhiều đầu vào nhiều đầu ra), mà giữa điện áp (dòng điện), tần số, từ thông, tốc độ quay lại có ảnh hƣởng lẫn nhau, nên nó là hệ thống nhiều biến gắn bó nhau rất chặt chẽ. Trƣớc khi tìm ra mô hình toán học rõ ràng, có thể dùng sơ đồ hình 3.1 để biểu diễn. Mạch stator động cơ không đồng bộ có 3 nhóm cuộn dây, mỗi một nhóm khi sản sinh từ thông đều có quán tính