Đề tài Giải thuật điều chế độ rộng xung dùng sóng mang áp dụng cho bộ biến đổi ma trận gián tiếp

Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011 VCCA-2011 Giải thuật điều chế độ rộng xung dùng sóng mang áp dụng cho bộ biến đổi ma trận gián tiếp A carrier-based PWM Algorithm For Indirect AC-AC matrix converter Trần Quốc Hoàn Đới Văn Môn Nguyễn Văn Nhờ Trường ĐH Trần Đại Nghĩa Trường ĐHBK TpHCM Trường ĐHBK TpHCM e-mail: tqhoan.vhp@gmail.com e-mail: doianhmon@gmail.com e-mail: nvnho@hcmut.edu.vn Tóm tắt Trong bài báo này, giải thuật điều chế độ rộng xung dùng sóng mang áp dụng cho bộ biến đổi ma trận gián tiếp được trình bày cho cả hai khối chỉnh lưu và nghịch lưu. Trong khối chỉnh lưu, giải thuật điều chế được phân thành hai nhóm: giải thuật điều chế để tạo ra mức điện áp VDC có giá trị cao và giải thuật điều chế để tạo ra mức điện áp VDC có giá trị thấp. Trong khối nghịch lưu, giải thuật điều chế được trình bày tương tự như giải thuật điều chế độ rộng xung dùng sóng mang áp dụng cho bộ nghịch lưu ba pha hai bậc. Các khóa bán dẫn trong khối chỉnh lưu chuyển mạch tại thời điểm ứng với trạng thái không của khối nghịch lưu, do đó quá trình chuyển mạch trong khối chỉnh lưu xem như xảy ra khi dòng điện trên nhánh DC bằng không, điều này làm cho quá trình chuyển mạch diễn ra an toàn hơn. Abstract In this paper, the algorithm using carrier-based pulse width modulation applied to indirect matrix converter is presented for both rectifiers and inverters stage. In the rectifier stage, modulation algorithms are classified into two groups: the modulation algorithm to generate the voltage VDC of high value and modulation algorithm to generate the voltage VDC low value. In the inverter stage, the modulation algorithm is expressed similar algorithm using carrier-based pulse width modulation applied to the inverter three- phase two-level. The switch semiconductors in the rectifier stage switch at the time corresponding to the zero-state of the inverter stage, so the switching of the rectifier stage as occurs when the DC link current is zero, this makes switching process to take place safer. Chữ viết tắt PWM Pulse width modulation DMC Direct matrix converter IMC Indirect matrix converter CSB Current source bridge VSB Voltage source bridge 1. Giới thiệu Trong những năm gần đây, các bộ biến đổi AC-AC ngày càng thu hút được nhiều nghiên cứu trên thế giới. Nhiều dạng cấu trúc mạch biến đổi AC-AC khác nhau đã được phát triển, tuy nhiên các dạng cấu trúc đó có thể phân thành hai nhóm: nhóm chuyển đổi gián tiếp AC-DC-AC và nhóm chuyển đổi trực tiếp AC- AC (năng lượng AC đầu vào được chuyển đổi trực tiếp thành năng lượng AC đầu ra, còn được gọi là bộ biến đổi ma trận trực tiếp - direct matrix converter). So với dạng cấu trúc AC-DC-AC thì bộ biến đổi ma trận có thể tạo ra dòng điện với dạng sóng đầu vào, đầu ra đều có dạng sin, có thể điều khiển hệ số công suất đầu vào không phụ thuộc tải và đặc biệt là không cần đến thành phần dự trữ công suất, tất cả đều là khóa bán dẫn. Bộ biến đổi ma trận được giới thiệu lần đầu tiên vào năm 1980 bởi Venturini và Alesina [1-5] với chín khóa bán dẫn hai chiều (bi-directional switches) được sắp đặt theo dạng ma trận để bất kỳ một điện áp pha đầu vào nào cũng có thể nối với bất kỳ điện áp pha đầu ra. H.1 Cấu trúc mạch bộ biến đổi ma trận trực tiếp 3x3 Phương pháp điều khiển bộ biến đổi ma trận đưa ra bởi Venturini và Alesina được biết đến như phương pháp “trực tiếp” với tỉ số điều chế giới hạn ở mức 0,866. Ngoài ra, một phương pháp khác dựa trên ý tưởng “điện áp DC giả tưởng” được đưa ra bởi Rodriguez [6] vào năm 1983, phương pháp này cũng được biết đến như phương pháp điều khiển “gián tiếp” cho bộ biến đổi ma trận. Với sự phát triển của nhiều kỹ thuật điều chế gần đây, một kỹ thuật điều chế khác đã được đưa ra dẫn đến sự ra đời của bộ biến đổi trực tiếp AC-AC hai tầng. Dựa trên kỹ thuật này một lớp mới các bộ biến đổi AC-AC đơn giản hơn đã được phát minh. Những bộ biến đổi này được biết đến như là các bộ biến đổi ma trận gián tiếp (indirect matrix converter). Một giải thuật điều chế ứng dụng cho bộ biến đổi ma trận gián tiếp sử dụng phương pháp điều chế vector không gian đã được phát triển trong [7]. Hoặc trong [8] là một giải thuật điều chế ứng dụng kỹ thuật điều chế độ xung cho khối chỉnh lưu, khối nghịch lưu vẫn điều chế theo phương pháp vector không gian. Trong bài báo này, một giải thuật điều chế sử dụng kỹ thuật điều chế độ rộng xung được ứng dụng cho cả hai khối 657 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011 VCCA-2011 chỉnh lưu và nghịch lưu. Bên cạnh đó, giải thuật điều chế ứng dụng cho khối chỉnh lưu được phát triển thành hai nhóm: giải thuật điều chế để tạo ra điện áp VDC ở mức cao và điện áp VDC ở mức thấp. H.2 Sơ đồ phân loại bộ biến đổi xoay chiều AC-AC 2. Giải thuật điều chế độ rộng xung dùng sóng mang Bộ biến đổi ma trận gián tiếp là một dạng của bộ biến đổi ma trận, trong đó cấu trúc mạch xem như gồm hai khối biến đổi công suất là chỉnh lưu và nghịch lưu ghép với nhau. Khối chỉnh lưu gồm sáu khóa bán dẫn hai chiều, khối nghịch lưu gồm sáu khóa bán dẫn một chiều. Bộ biến đổi ma trận gián tiếp biến đổi từ ba pha sang ba pha với dòng công suất có khả năng chạy theo hai chiều, dòng điện đầu vào đầu ra đều có dạng sin, không cần thiết bị lưu trữ năng lượng DC, có khả năng điều khiển hệ số công suất ngõ vào độc lập với phụ tải ngõ ra. Các khóa bán dẫn hai chiều Sxp, Sxn được tạo thành từ hai khóa bán dẫn một chiều (Sxp1, Sxp2), (Sxn1, Sxn2) ghép theo kiểu E chung (với x = a, b, c). Một nhược điểm chính của các bộ biến đổi ma trận là tỉ số điều chế bị giới hạn (0,866), giải thuật điều chế phức tạp. H.3 Cấu trúc mạch của bộ biến đổi ma trận gián tiếp Khối chỉnh lưu là một tầng chỉnh lưu ba pha với sáu khóa bán dẫn hai chiều, do đó IMC cũng có thể hoạt động trong cả bốn góc phần tư như dạng DMC. Ngõ vào của khối chỉnh lưu được nối với nguồn điện áp ba pha không đổi và ngõ ra cung cấp một dòng điện DC, do đó nguồn điện áp ba không được phép ngắn mạch và nguồn dòng DC không được phép hở mạch. Trong quá trình hoạt động, khối chỉnh lưu sẽ tạo ra một điểm có điện thế dương (điểm p) và một điểm có điện thế âm (điểm n), từ đó hình thành nguồn điện áp DC (điện áp VDC) cho khối nghịch lưu nguồn áp. Dựa vào nguồn điện áp DC này, khối nghịch lưu với sáu khóa bán dẫn một chiều sẽ tổng hợp thành một điện áp ngõ ra hai bậc như mong muốn. 2.1. Giải thuật điều chế cho khối chỉnh lưu 2.1.1. Giải thuật điều chế theo điện áp cao Giải thuật điều chế để tạo ra điện áp VDC ở mức cao theo kỹ thuật PWM được sử dụng rất phổ biến, theo đó điện áp trên nhánh DC của khối chỉnh lưu được đóng ngắt để bám theo điện áp dây lớn nhất và điện áp dây lớn thứ hai. Giả sử điện áp nguồn ba pha đầu vào có dạng như sau: 0 0 cos( ) cos cos( 120 ) cos cos( 120 ) cos a i i i a b i i i b c i i i c V V t V V V t V V V t V w q w q w q (1) Với Vi biên độ điện áp nguồn ba pha ngõ vào 2i ifw p tần số góc nguồn ba pha ngõ vào fi tần số của nguồn điện áp ba pha ngõ vào Chu kỳ của điện áp ba pha ngõ vào được chia thành sáu khoảng (sector) như hình 4. H.4 Sáu sector của điện áp ngõ vào theo phương pháp điều chế điện áp cao Ta phân tích trong sector 1 thuộc đoạn [-π/6, π/6], trong sector này điện áp Va đạt giá trị dương lớn nhất so với điện áp Vb và Vc. Do vậy trong suốt chu kỳ đóng ngắt thuộc đoạn [-π/6, π/6]. Trên pha a, khóa Sap sẽ đóng duy trì trong một chu kỳ và trên hai pha còn lại tương ứng hai khóa Sbn và Scn sẽ đóng với tỷ số đóng cắt db và dc như sau: cos cos , cos cos b b c c b c a a a a V V d d V V q q q q (2) Phân tích tương tự cho các sector còn lại, ta có bảng trạng thái đóng ngắt của các khóa trong khối chỉnh lưu theo phương pháp điện áp cao như Bảng 1. Bảng 1. Trạng thái đóng ngắt của các khóa trong khối chỉnh lưu theo phương pháp điều chế điện áp cao Sector Khoảng itw Khóa đóng duy trì Khóa đóng luân phiên Điện áp nhánh DC 1 -π/6 – π/6 Sap Sbn, Scn Vab, Vac 2 π/6 – π/2 Scn Sap, Sbp Vac, Vbc 3 π/2 – 5π/6 Sbp San, Scn Vba, Vbc 4 5π/6 – 7π/6 San Sbp, Scp Vba, Vca 5 7π/6 – 9π/6 Scp Sbn, San Vcb, Vca 6 9π/6 – 11π/6 Sbn Sap, Scp Vab, Vcb Khi khóa Sbn được đóng, điện áp VDC sẽ bằng điện áp Vab với tỷ số db. Khi khóa Scn đóng, điện áp VDC sẽ 658 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011 VCCA-2011 bằng điện áp Vac với tỷ số dc. Giá trị trung bình áp VDC trong một chu kỳ sẽ là: ( ) ( )DC b a b c a cV d V V d V V (3) Thay thế công thức (1) và (2) vào phương trình (3), ta tính được giá trị trung bình của điện áp VDC trong một chu kỳ như sau: 3 2 cos i DC a V V q (4) Tổng quát, giá trị trung bình của điện áp VDC trong một chu kỳ sẽ là: 3 2cos i DC in V V q (5) Với cos max( cos , cos , cos )in a b cq q q q Giá trị trung bình lớn nhất và nhỏ nhất của điện áp VDC như sau: (max) 3DC iV V (6) (min) 3 2 i DC V V (7) H. 5 Minh họa dạng đóng ngắt theo phương pháp điều chế điện áp cao 2.1.2. Giải thuật điều chế theo điện áp thấp Ngoài giải thuật điều chế theo điện áp cao, điện áp trên nhánh DC của khối chỉnh lưu còn có thể điều chế theo điện áp thấp, theo đó điện áp trên nhánh DC sẽ được đóng ngắt để bám theo điện áp dây lớn thứ hai và điện áp dây nhỏ nhất. Chu kỳ của điện áp ba pha ngõ vào được chia thành sáu sector như hình 6. H. 6 Sáu sector của điện áp ngõ vào theo phương pháp điều chế điện áp thấp Giả sử tại thời điểm lấy mẫu, điện áp ba pha đang nằm trong sector 1 thuộc đoạn [0, π/3]. Trong sector này độ lớn của điện áp Vb nhỏ hơn điện áp Va và Vc. Trong chu kỳ đóng ngắt thuộc đoạn [0, π/3], giá trị của điện áp Vb thay đổi từ âm sang dương, tương ứng hai khóa bán dẫn trên pha b là Sbn và Sbp sẽ thay phiên nhau đóng duy trì trong suốt chu kỳ, các khóa bán dẫn còn lại trên hai pha a và c tương ứng sẽ đóng với tỷ số đóng cắt da và dc như sau: cos 2 cos cos a a a a b a ac a c V V d V V V q q q (8) cos 2 cos cos c c c c b a ac a c V V d V V V q q q (9) Cụ thể như sau, trong sector [0, π/6] giá trị của điện áp Vb âm nên khóa Sbn sẽ đóng duy trì, giá trị của điện áp Va dương và có độ lớn là lớn nhất do vậy khóa Sap sẽ đóng với tỷ số da như trên. Trong sector [π/6, π/3], giá trị của điện áp Vb dương nên khóa Sbp sẽ đóng duy trì, giá trị của điện áp Vc âm và có độ lớn là lớn nhất do vậy khóa Scn sẽ đóng với tỷ số dc như trên. Phân tích tương tự cho các sector còn lại, ta có bảng trạng thái đóng ngắt của các khóa trong khối chỉnh lưu theo phương pháp điện áp thấp như Bảng 2. Bảng 2. Trạng thái đóng ngắt của các khóa trong khối chỉnh lưu theo phương pháp điều chế điện áp thấp Sector Khoảng itw Khóa đóng luân phiên Điện áp nhánh DC 1 0 – π/6 Sbn, Sap Vab π/6 – π/3 Sbp, Scn Vbc 2 π/3 – π/2 San, Sbp Vba π/2 – 2π/3 Sap, Scn Vac 3 2π/3 – 5π/6 Scn, Sbp Vbc 5π/6 – π Scp, San Vca 4 π – 7π/6 Sbn, Scp Vcb 7π/6 – 4π/3 Sbp, San Vba 5 4π/3 – 3π/2 San, Scp Vca 3π/2 – 5π/3 Sap, Sbn Vab 6 5π/3 – 11π/6 Scn, Sap Vac 11π/6 – 2π Scp, Sbn Vcb Giá trị trung bình của điện áp VDC trong chu kỳ sẽ là: ( ) ( )DC a a b c b cV d V V d V V (10) Thay thế công thức (8) và (9) vào phương trình (10), ta được giá trị trung bình của điện áp VDC trong một chu kỳ: 2 0 3 3 1 2 2 cos( 30 ) i DC i ac a V V V V q (11) Tổng quát giá trị trung bình của điện áp VDC trong một chu kỳ như sau: 0 3 1 2 cos( 30 ) DC i in V V q (12) Với cos max( cos , cos , cos )in a b cq q q q Giá trị trung bình lớn nhất và nhỏ nhất của điện áp VDC như sau: (max)DC iV V (13) (min) 3 2 i DC V V (14) 659 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011 VCCA-2011 H. 7 Minh họa dạng đóng ngắt theo phương pháp điều chế điện áp thấp Giả sử ta định nghĩa tỉ số điều chế của IMC như sau: ref i V m V (15) Với Vref là biên độ thành phần hài cơ bản của điện áp ngõ ra mong muốn. Theo phương pháp điều chế điện áp cao thì m < 0,866; còn theo phương pháp điều chế điện áp thấp m < 0,5. 2.2. Giải thuật điều chế cho khối nghịch lưu Giải thuật điều chế PWM thông thường áp dụng cho bộ nghịch lưu ba pha hai bậc có thể tóm tắt như sau. Giả sử điện áp ngõ ra mong muốn có dạng như sau: 0 0 cos( ) cos( 120 ) cos( 120 ) u ref o v ref o w ref o V V t V V t V V t w w w (16) (5.19) Với 2o ofw p tần số góc nguồn ba pha ngõ vào fo tần số mong muốn của điện áp ba pha ngõ ra Hàm điều chế ba pha được tính như sau: u u o v v o w w o V V V V V V V V V (17) (5.22) Với Vo gọi là hàm offset, bằng việc lựa chọn giá trị của hàm offset thích hợp ta thu được các giải thuật PWM khác nhau. Trong bài báo này, hàm offset được lựa chọn như sau: max min( ) 2 o o o V V V (18) Với Vomax = Vi - Max Vomin = - Min Max = max(Vu, Vv, Vw) Min = min(Vu, Vv, Vw) H. 8 Giải thuật điều chế PWM cho khối nghịch lưu Hình 9 minh họa thời điểm chuyển mạch của khối chỉnh lưu và nghịch lưu trong sector 1 theo phương pháp điều chế điện áp cao. 2.3. Chuyển mạch bốn bước Yêu cầu của quá trình chuyển mạch trong IMC phải tránh ngắn mạch ngõ vào và hở mạch ngõ ra. Giải thuật chuyển mạch của IMC đơn giản hơn so với DMC, do thời điểm chuyển mạch trong khối chỉnh lưu xảy ra tại thời điểm điện áp ngõ ra của khối nghịch lưu là vector không (zero-vector). Khi đó, các khóa bán dẫn trong khối chỉnh lưu sẽ chuyển mạch tại thời điểm dòng điện trên nhánh DC bằng không. Trong bài báo này, sử dụng kỹ thuật chuyển mạch bốn bước [9], dựa theo điện áp dây ngõ vào. Hình 10 trình bày quá trình chuyển mạch bốn bước giữa hai pha a và b khi điện áp Vab > 0. 3. Kết quả mô phỏng Quá trình mô phỏng được thực hiện trong Matlab/Simulink với tải RL. Thông số mô phỏng như Bảng 3. H. 9 Minh họa thời điểm chuyển mạch của khối chỉnh lưu và nghịch lưu H. 10 Quá trình chuyển mạch bốn bước giữa hai pha a, b khi Vab > 0 Bảng 3. Thông số mô phỏng Điện áp nguồn (biên độ) 220V Tải 3 pha RL R = 16Ω, L = 60mH Mạch lọc ngõ vào Lf = 0,3mH; Cf = 60µF Tần số ngõ vào fi = 50Hz Tần số ngõ ra fo = 60Hz Tần số sóng mang fS = 10kHz (TS = 100µs) 660 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011 VCCA-2011 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0 50 100 150 200 250 300 350 400 0 0.005 0.01 0. 15 0.02 0.025 0.03 0. 35 0.04 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 (a) (b) 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 -5 0 5 FFT window: 4 of 6 cycles of selected signal Time (s) 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 0 20 40 60 80 100 Frequency (Hz) Fundamental (60Hz) = 5.425 , THD= 0.15% M ag (% o f F un da m en ta l) (c) (d) 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 -6 -4 -2 0 4 6 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 -5 0 5 FFT window: 4 of 5 cycles of selected signal Time (s) 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 0 20 40 60 80 100 Frequency (Hz) Fundamental (50Hz) = 4.683 , THD= 1.29% M ag (% o f F un da m en ta l) (e) (f) H. 11 Kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế điện áp cao: (a) Điện áp trên nhánh DC-VDC; (b) Điện áp dây; (c) Dòng điện tải 3 pha; (d) Phân tích FFT của dòng tải; (e) Dòng điện nguồn; (f) Phân tích FFT của dòng điện nguồn tại chỉ số điều chế m = 0,7. 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0 50 100 150 200 250 300 350 400 0 0.005 0.01 0. 15 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 400 (a) (b) 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 -2 0 2 FFT window: 4 of 6 cycles of selected signal Time (s) 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 0 20 40 60 80 100 Frequency (Hz) Fundamental (60Hz) = 3.13 , THD= 1.08% M ag (% o f F un da m en ta l) (c) (d) 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 -5 -4 -3 2 -1 0 1 2 3 4 5 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -4 -2 0 2 4 Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 4 cycles Time (s) 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 0 20 40 60 80 1 0 Frequency (Hz) Fundamental (50Hz) = 4.217 , THD= 1.58% M ag (% o f F un da m en ta l) (e) (f) H. 12 Kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế điện áp cao: (a) Điện áp trên nhánh DC-VDC; (b) Điện áp dây; (c) Dòng điện tải 3 pha; (d) Phân tích FFT của dòng tải; (e) Dòng điện nguồn; (f) Phân tích FFT của dòng điện nguồn tại chỉ số điều chế m = 0,4. 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0 50 100 150 200 250 300 350 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 -400 -300 -200 -100 0 100 200 300 40 (a) (b) 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0.045 0.05 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 -2 0 2 FFT window: 4 of 6 cycles of selected signal Time (s) 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 0 20 40 60 80 100 Frequency (Hz) Fundamental (60Hz) = 3.251 , THD= 1.07% M ag (% o f F un da m en ta l) (c) (d) 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 5 0.05 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 -4 -2 0 2 4 FFT window: 4 of 5 cycles of selected signal Time (s) 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 0 20 40 60 80 100 Frequency (Hz) Fundamental (50Hz) = 4.226 , THD= 4.41% M ag (% o f F un da m en ta l) (e) (f) H. 13 Kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế điện áp thấp: (a) Điện áp trên nhánh DC-VDC; (b) Điện áp dây; (c) Dòng điện tải 3 pha; (d) Phân tích FFT của dòng tải; (e) Dòng điện nguồn; (f) Phân tích FFT của dòng điện nguồn tại chỉ số điều chế m = 0,4. Hình 11 trình bày kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế điện áp cao với tỉ số điều chế m = 0,7. Hình 12, 13 lần lượt trình bày kết quả mô phỏng theo phương pháp điều chế điện áp cao và điện áp thấp ở tỉ số điều chế m = 0,4. Kết quả mô phỏng cho thấy, độ méo dạng của dòng điện tải theo phương pháp điều chế điện áp cao ở tỉ số điều chế m = 0,7 nhỏ hơn so với khi điều chế ở tỉ số m = 0,4. Ở cùng một tỉ số điều chế m = 0,4 cả hai phương pháp đều cho độ méo dạng của dòng điện tải là như nhau. 4. Kết quả thực nghiệm Quá trình thực nghiệm được thực hiện tại Phòng TN Hệ thống Năng lượng - Trường ĐH Bách Khoa Tp.HCM. Card DSP TMS320F28335 được sử dụng để tính toán các thông số của giải thuật và xuất ra xung kích điều khiển đóng ngắt cho các khóa công suất. Tín hiệu xung kích của các khóa bán dẫn trong khối chỉnh lưu được tiếp tục đưa sang card FPGA Spartan 3E để thực hiện xử lý chuyển mạch bốn bước. Linh kiện bán dẫn sử dụng là loại IGBT GT60M303 của hãng TOSHIBA. Khóa bán dẫn hai chiều được tạo thành từ hai linh kiện IGBT ghép theo kiểu E chung. Mô hình thực nghiệm như hình 14. H. 14 Mô hình thực nghiệm IMC Bảng 4. Thông số thực nghiệm Điện áp nguồn (áp dây) 70V Tải 3 pha RL R = 16Ω, L = 60mH Mạch lọc ngõ vào Lf = 0,82mH; Cf = 25µF Tần số ngõ vào fi = 50Hz Tần số ngõ ra fo = 60Hz Tần số sóng mang fS = 5kHz (TS = 200µs) 661 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011 VCCA-2011 (a) (b) (c) (d) (e) (f) H. 15 Kết quả thực nghiệm theo phương pháp điều chế điện áp cao: (a) Điện áp trên nhánh DC-VDC; (b) Điện áp dây; (c) Dòng điện tải 3 pha; (d) Phân tích FFT của dòng tải; (e) Dòng điện nguồn; (f) Phân tích FFT của dòng điện nguồn tại chỉ số điều chế m = 0,7. (a) (b) (c) (d) (e) (f) H. 16 Kết quả thực nghiệm theo phương pháp điều chế điện áp thấp: (a) Điện áp trên nhánh DC-VDC; (b) Điện áp dây; (c) Dòng điện tải 3 pha; (d) Phân tích FFT của dòng tải; (e) Dòng điện nguồn; (f) Phân tích FFT của dòng điện nguồn tại chỉ số điều chế m = 0,4. Kết quả thực nghiệm cho thấy không có sự khác biệt lớn giữa mô phỏng và thực nghiệm. 5. Kết luận Bài báo đã tiếp cận và trình bày được giải thuật điều khiển sử dụng kỹ thuật điều chế độ rộng xung PWM cho IMC. Tùy theo cách lựa chọn mối quan hệ đóng ngắt theo giá trị độ lớn của điện áp đầu vào, giải thuật có thể được phân thành hai phương pháp: phương pháp điều chế để tạo ra VDC theo điện áp cao và phương pháp điều chế để tạo ra VDC theo điện áp thấp. Tùy theo mục đích sử dụng, ta có thể lựa chọn phương pháp điều chế thích hợp, như khi cần giảm điện áp common-mode, hoặc điều khiển động cơ ở vận tốc thấp… thì ta có thể sử dụng phương pháp điều chế theo điện áp thấp. So sánh kết quả thu được giữa mô phỏng và thực nghiệm như đã trình bày là hoàn toàn chấp nhận được. Tài liệu tham khảo [1] M.Venturini, “A new sinewave in, sinewave out conversion technique which eliminates reactive elements” in Pro.Powercon 7, pp.E3-1-15, 1980. [2] A.Alesina and M.Venturini, "Solid-state power conversion: a Fourier analysis approach to generalized transformer synthesis", IEEE Trans. on Circuits and Systems, vol. CAS-28, no. 4, pp. 319, 1981. [3] M.Venturini and A.Alesina, “The generalised transformer: A new bidirectional sinusoidal waveform frequency converter with continuously adjustable input power factor”, in PESC’80 Record. IEEE PESC, pp. 242-252, 1980. [4] A. Alesina and M. Venturini, “Analysis and design of optimum-amplitude nine-switch direct AC-AC converters”, IEEE Trans on Power Electronics, vol. 4, no. 1, pp.101-112, Jan 1989. [5] A. Alesina and M. Venturini, "Intrinsic amplitude limits and optimum design of 9- switches direct PWM AC-AC converters", in PESC '88 Record. IEEE PESC, pp. 1284, 1988. [6] J. Rodriguez, “A new control technique for AC- AC converters”, in Control in Power Electronics and Electrical Drives. Proc of the third IFAC Symposium, Switzerland, pp. 203-208, 1984. [7] L. Wei and T. A. Lipo, "A novel matrix converter topology with simple commutation" in Conf. Record of the 2001 IEEE Industry Applications Conf. 36 th , USA, 2001, pp. 1749. [8] Bingsen Wang and Giri Venkataramanan, “A carrier based PWM algorithm for indirect matrix converters”, 37th IEEE PESC, Korea, 2006. [9] J. Oyama, T. Higuchi, E. Yamada, T. Koga, and T.Lipo, “New control strategy for matrix converter”, Proc.IEEE-PESC,1989, pp. 360-367. [10] J.W.Kolar, F.Schafmeister, S.D.Round, H.Ertl, “Novel three-phase AC-DC-AC sparse matrix converter”, IEEE Trans on P.E, vol. 22, no. 5, pp. 1649-1661, Sep. 2007. 662 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hóa - VCCA-2011 VCCA-2011 Trần Quốc Hoàn (1983). Nhận bằng Kỹ sư ngành Kỹ thuật điện năm 2007, bằng Thạc sỹ ngành Thiết bị, mạng và nhà máy điện năm 2011 của Trường Đại học Bách Khoa Tp.HCM. Từ năm 2007 đến nay là giảng viên của Khoa Kỹ thuật cơ sở, Trường Đại học Trần Đại Nghĩa - BQP. Hiện đang tham gia nghiên cứu tại PTN Hệ thống năng lượng - Trường ĐH Bách Khoa Tp.HCM. Hướng nghiên cứu chính là điện tử công suất, điều khiển máy điện, DSP, FPGA… Đới Văn Môn (1974). Nhận bằng Kỹ sư ngành Kỹ thuật điện năm 2001 tại Trường ĐH Kỹ thuật Công nghệ Tp.HCM, bằng thạc sỹ ngành Thiết bị, mạng và nhà máy điện năm 2011 của Trường Đại học Bách Khoa Tp.HCM. Hiện đang làm việc tại Công ty cổ phần Thiết bị điện (THIBIDI). Từ năm 2009 đến nay tham gia nghiên cứu tại PTN Hệ thống năng lượng - Trường ĐH Bách Khoa Tp.HCM. Hướng nghiên cứu chính là điều khiển máy điện, điện tử công suất, DSP, FPGA… Nguyen Van Nho received his M.S. and PhD. degrees in Electrical Engineering from the University of West Bohemia, Czech Republic in 1988 and 1991, respectively. Since 2007, he has been an associate professor of Faculty of Electrical and Electronics Engineering at Ho Chi Minh City University of Technology, Vietnam. He was a postdoctoral at KAIST, Korea in 2001 and was a visiting professor in 2003-2004. He was a visiting scholar at the Department of Electrical Engineering, University of Illinois at Urbana-Champaign in 2009. His research interests include modeling and control of ac motors, active filters, and PWM techniques. He is a member of the Institute of Electrical and Electronics Engineers (IEEE). 663