Đề tài Kỹ thuật điều chế OFDM

đó là độ rộng dải tần, là số sóng mang con. Luồng data ban đầu tốc độ trước tiên được chia thành luồng con, sau đó mỗi luồng con sẽ điều chế 1 sóng mang con , với . Các sóng mang con được điều chế sau đó sẽ được cộng lại với nhau và tạo thành tín hiệu OFDM có dạng: (2.12) với là chỉ số để biểu diễn symbol thứ , chỉ số biểu diễn sóng mang con thứ . là symbol data phức thứ điều chế sóng mang con thứ . Vì ta sử dụng tiền tố tuần hoàn CP có độ dài (nói rõ trong phần sau) để chống tác động của truyền dẫn đa đường nên dạng tín hiệu: (2.13) Như vậy thời gian của mỗi symbol là Tổng của luồng tín hiệu theo thời gian gồm nhiều symbol liên tiếp nhau là: (2.14) Ta có khoảng cách giữa 2 sóng mang con liên tiếp là: (2.15) Do phổ của các sóng mang con là chồng lấn nhau nên: (2.16) Thay (2.15) vào (2.16) ta có (2.17) Để đơn giản ta đặt: (2.18) Tần số thứ k: Trên thực tế tín hiệu đầu vào là chuỗi bít nối tiếp, chuỗi bít này được chia thành luồng con, thời gian mỗi luồng là . Như vậy ta biểu diễn các mẫu tín hiệu rời rạc với trong khoảng thời gian mỗi luồng là thì tín hiệu đầu ra bộ IDF có dạng sau: (2.19) Đây chính là phép biến đổi Fourie ngược IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform). Một ví dụ về tín hiệu OFDM sử dụng 4 sóng mang con Hình (2.10) Hình 2.10 Tín hiệu OFDM với 4 sóng mang con. Data trên mỗi sóng mang con được truyền đi với tốc độ: (2.20) nhỏ hơn rất nhiều so với tốc độ truyền nếu chỉ sử dụng một sóng mang. Thời gian symbol OFDM dài gấp lần thời gian symbol của luồng data ban đầu. Tại máy thu: Tín hiệu OFDM thu được sẽ được tách riêng ra thành các tín hiệu sóng mang con mang thông tin cần truyền. Các sóng mang con này sẽ được giải điều chế riêng rẽ, sau đó được biến đổi thành luồng data nối tiếp: (2.21) Ta coi như tính trực giao của các sóng mang con không bị ảnh hưởng gì bởi kênh đa đường, tức ta chọn chiều dài của CP lớn hơn trải trễ cực đại . Bởi vậy tín hiệu thu có thể được giải điều chế theo biến đồi DFT như sau: (2.22) trong đó là mẫu thứ của tín hiệu thu và là symbol phức được thu điều chế sóng mang con thứ . Nếu khoảng cách giữa các sóng mang con được chọn nhỏ hơn rất nhiều so với dải thông kết hợp và khoảng symbol nhỏ hơn nhiều so với thời gian kết hợp của kênh thì hàm truyền của kênh vô tuyến có thể xem như là không đổi trên dải tần của mỗi sóng mang con và khoảng thời gian của các symbol được điều chế . Khi đó ảnh hưởng của kênh vô tuyến chỉ như một phép nhân của mỗi tín hiệu song mang con với một hệ số truyền phức . Kết quả là symbol phức thu được sau khi biến đổi FFT (Discrete Fourier Transform) sẽ có dạng: (2.23) trong đó là tạp âm cộng tính của kênh. 2.5 Khoảng bảo vệ Đối với một băng thông hệ thống đã cho tốc độ symbol của tín hiệu OFDM thì thấp hơn nhiều tốc độ symbol của sơ đồ truyền sóng mang đơn. Ví dụ đối với điều chế đơn sóng mang BPSK tốc độ symbol tương ứng với tốc độ bit. Tuy nhiên với OFDM băng thông hệ thống được chia cho sóng mang con tạo thành tốc độ symbol nhỏ hơn lần so với truyền sóng mang đơn. Tốc độ symbol thấp này làm cho OFDM chịu đựng được tốt với can nhiễu giữa can nhiễu ISI (Inter- Symbol Interference) gây ra bởi truyền lan nhiều đường. Có thể giảm ảnh hưởng ISI tới tín hiệu OFDM bằng các thêm vào khoảng bảo vệ ở trước của mỗi symbol. Khoảng bảo vệ này là bản copy tuần hoàn theo chu kỳ, làm mở rộng chiều dài của dạng sóng symbol. Mỗi tải phụ trong phần dữ liệu của mỗi symbol, có nghĩa là symbol OFDM chưa có bổ sung khoảng bảo vệ, có chiều dài bằng kích thước IFFT (được sử dụng để tạo tín hiệu) có một số nguyên lần các chu kỳ. Do vậy việc đưa vào các bản copy của symbol nối đuôi nhau tạo thành một tín hiệu liên tục, không có sự gián đoạn ở chỗ nối. Như vậy việc sao chép đầu cuối của symbol và đặt nó đế đầu vào đã tạo ra một khoảng thời gian symbol dài hơn. Hình 2.11 Khoảng bảo vệ của tín hiệu OFDM 2.5.1 Bảo vệ chống lại offset thời gian Để giải mã tín hiệu OFDM máy thu phải nhận đuợc FFT của mỗi symbol thu được để tìm ra biên độ và pha của các tải phụ. Đối với hệ thống OFDM dùng cùng một tần số lấy mẫu cho cả máy phát và máy thu, hệ thống phải dùng cùng một kích thước FFT cho cả máy thu và tín hiệu phát để duy trì sự trực giao của tải phụ. Mỗi symbol thu được có các mẫu độ dài TG+TFFT do bổ sung khoảng bảo vệ. Máy thu chỉ cần các mẫu TFFT của symbol thu được để giải mã tín hiệu. Các mẫu TG còn lại là thừa, không cần thiết. Đối với kênh lý tưởng không có mở rộng độ trễ máy thu có thể dò tìm được độ lệch thời gian bất kỳ (lớn nhất là bằng khoảng bảo vệ TG) và vẫn còn đạt được số các mẫu. Do bản chất tuần hoàn của sự thay đổi khoảng bảo vệ lệch thời gian (time offset) chỉ dẫn đến sự quay pha của tất cả các sóng mang con trong tín hiệu. Giá trị quay pha tỉ lệ với tần số tải phụ. Với sóng mang con ở tần số Nyquist thì sự thay đổi là 1800 cho mỗi offset thời gian mẫu. Đã chứng minh rằng offset thời gian được duy trì không đổi từ symbol này tới symbol khác, nên sự quay pha cho offset thời gian có thể được loại bỏ như một phần của cân bằng kênh trong môi trường đa đường ISI giảm độ dài của khoảng bảo vệ, dẫn đến lỗi offset thời gian cho phép. 2.5.2 Bảo vệ chống lại ISI và ICI Trong tín hiệu OFDM biên độ và pha của sóng mang con phải được duy trì không đổi trong chu kỳ symbol để bảo đảm tính trực giao cho mỗi sóng mang. Nếu chúng bị thay đổi có nghĩa là dạng phổ của các sóng mang con sẽ không có dạng đúng và như vậy điểm không (Null ) sẽ không ở tần số đúng, dẫn đến can nhiễu giữa các sóng mang ICI . Ở biên của symbol biên độ và pha thay đổi bất thình lình tới giá trị mới cần thiết cho symbol dữ liệu tiếp theo. Trong môi trường đa đường ISI gây ra sự trải rộng năng lượng giữa các symbol, dẫn đến sự thay đổi nhanh biên độ và pha của sóng mang con ở điểm đầu symbol. Độ dài của những ảnh hưởng thay đổi nhanh tương ứng với sự mở rông độ trễ của kênh vô tuyến. Tín hiệu thay đổi nhanh là kết quả của mỗi thành phần đa đương ở các thời điểm khác nhau một ít, thay đổi véctơ sóng mang con thu được. Hình 2.12 và 2.13 chỉ ra ảnh hưởng này. Việc đưa vào các khoảng bảo vệ cho phép có thời gian để phần tín hiệu thay đổi nhanh này bị suy hao. Trở lại trạng thái ban đầu, do vậy FFT được lấy từ phần trạng thái đúng của symbol. Điều này loại bỏ ảnh hưởng của ISI. Để khắc phục ISI thì khoảng bảo vệ phải dài hơn sự mở rộng độ trễ của kênh vố tuyến. Các ảnh huởng còn lại mà đa đường gây ra, như thay đổi biên độ và quay pha, thì được sửa bởi san bằng kênh. Hình 2.12 Chức năng của khoảng bảo vệ chống lại ISI Khoảng bảo vệ chống lại các ảnh hưởng thay đổi nhanh do đa đường loại bỏ các ảnh hưởng của ISI. Tuy nhiên trong thực tế các thành phần đa đường có khuynh hướng suy giảm chậm theo thời gian, dẫn đến vẫn còn ISI ngay cả khi khoảng bảo vệ tương đối dài được sử dụng. Hình 2.13 Chức năng của khoảng bảo vệ chống lại ISI 2.6 Ưu nhược điểm của OFDM 2.6.1 Ưu điểm - Hiệu quả sử dụng băng thông Trong một hệ thống FDM truyền thống, mỗi kênh con được đặt cách nhau bởi khoảng phòng vệ để đảm bảo các kênh lân cận không nhiễu lẫn nhau. Trong khi đó hệ thống OFDM có các kênh con chồng lấn lên nhau. Do đó nó có thể sử dụng tối đa băng thông hệ thống như được minh hoạ trong hình 2.14. Hình 2.14 Hiệu quả sử dụng phổ của OFDM - Giảm ISI Trong các hệ thống một sóng mang, ISI thường được tạo ra bởi các đặc tính truyền lan đa đường của một kênh thông tin vô tuyến. Đặc biệt khi phát một tín hiệu trên một khoảng cách dài thì tín hiệu được truyền theo rất nhiều đường khác nhau. Do đó tín hiệu thu được có chứa tín hiệu truyền theo đường thẳng trực tiếp chồng lấn với các tín hiệu phản xạ với biên độ nhỏ hơn, gây méo tín hiệu. Các hệ thống OFDM hạn chế được vấn đề này bằng cách tạo ra một khoảng symbol dài hơn trải trễ của kênh truyền. Tín hiệu từ một luồng dữ liệu tốc độ cao được chia thành L luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn. Thời gian tồn tại symbol của các kênh con tăng lên L lần sẽ làm giảm được ISI. Hơn nữa ta còn có thể loại bỏ được hoàn toàn ISI nếu thêm vào tín hiệu OFDM chuỗi tiếp đầu tuần hoàn (CP) với độ dài của chuỗi lớn hơn trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh ∆τmax. - Giảm pha đinh chọn lọc theo tần số và cấu trúc hệ thống đơn giản Với hệ thống OFDM, pha-đinh chọn lọc tần số chỉ tác động đến một hoặc một vài kênh con có băng tần tín hiệu nhỏ nên có thể coi là pha đinh phẳng. Bởi vậy, độ phức tạp của bộ san bằng và lọc nhiễu cũng giảm cho phép cấu trúc bộ thu OFDM đơn giản đi rất nhiều. Hơn nữa nhờ việc sử dụng sử dụng các bộ biến đổi IFFT/FFT tương ứng thay cho các bộ điều chế và giải điều chế thì cấu trúc máy phát và máy thu cũng đơn giản hơn rất nhiều. Đặc biệt ngày nay khi công nghệ chế tạo vi mạch phát triển với tốc độ xử lý cao thì công nghệ OFDM càng có khả năng ứng dụng rộng rãi trong các hệ thống thông tin, đặc biệt là trong các hệ thống thông tin băng thông rộng như WiMAX. Ngoài những ưu điểm trên thì OFDM cũng có những hạn chế. 2.6.2 Nhược điểm - Tỷ số PAR Các tín hiệu OFDM có tỷ lệ công suất đỉnh tới trung bình thường cao hơn các tín hiệu đơn sóng mang. Lý do là trong miền thời gian, một tín hiệu đa sóng mang là tổng của nhiều tín hiệu băng hẹp. Trong một vài trường hợp, tổng này là lớn nhưng trong các trường hợp khác lại là nhỏ, điều này có nghĩa là giá trị đỉnh của tín hiệu lớn hơn đáng kể giá trị trung bình. Tỉ số PAR cao là một trong những thách thức lớn nhất của hệ thống OFDM, bởi vì nó làm giảm hiệu quả phổ và đẩy điểm làm việc của bộ khuếch đại công suất về vùng phi tuyến nên làm tăng giá của bộ khuếch đại công suất tần số vô tuyến RF (Radio Frequency), đây là một trong những thiết bị đắt nhất trong một hệ thống thông tin vô tuyến. Do đó cần thiết phải có các biện pháp làm giảm PAR của các tín hiệu OFDM trước khi đưa qua bộ khuếch đại công suất. - Dịch tần số và quá trình đồng bộ Hệ thống OFDM rất nhạy cảm với lỗi dịch tần số vì xuất phát từ nguyên lý cơ bản của OFDM là sự chồng lấn phổ giữa các sóng mang con chứ không phải là các sóng mang con này được cách ly về phổ. Hiện tượng dịch tần số này làm cho các sóng mang con không còn tính trực giao với nhau nữa, điều này dẫn đến xuyên nhiễu giữa các sóng mang con lân cận và gây ra ICI. Do đó hệ thống OFDM yêu cầu việc đồng bộ tần số rất ngặt nghèo. 2.7 Kết luận OFDM là một dạng điều chế đa sóng mang (MCM) trong đó luồng dữ liệu đơn được chia thành nhiều luồng dữ liệu con, mỗi luồng dữ liệu con được truyền trên một kênh riêng, các sóng mang con được ghép trực giao với nhau vì vậy tiết kiệm được băng thông, nhờ việc sử dụng kỹ thuật IFFT và FFT để điều chế và giải điều chế tín hiệu nên tốc độ xử lý nhanh. Khoảng bảo vệ được thêm vào mỗi ký hiệu OFDM khoảng bảo vệ này phải không nhỏ hơn trễ cực đại để đảm bảo hệ thống không bị ảnh hưởng bởi nhiễu ISI. Việc chia nhỏ dải tần thành nhiều kênh con đã giúp chuyển một kênh phading lựa chọn tần số thành nhiều kênh phading phẳng song song rất thuận lợi cho việc sử dụng kỹ thuật MIMO, điều này sẽ được nghiên cứu trong chương 3 của đồ án. CHƯƠNG 3 TÌM HIỂU HỆ THỐNG MIMO Giới thiệu MIMO là hệ thống đa anten ở đầu phát, đầu thu, áp dụng kỹ thuật phân tập, mã hóa nhằm tăng dung lượng kênh truyền, cải thiện hiệu suất phổ mà không phải tăng công suất phát hay tăng băng thông. Do đó, ở phần này, trước hết chúng ta tìm hiểu về kỹ thuật phân tập, tiếp theo là mô hình hóa cấu trúc MIMO, cách thức truyền dữ liệu qua kênh truyền MIMO, phân loại mã hóa không gian – thời gian, dung lượng của hệ thống MIMO trong các môi trường fading khác nhau. 3.1 Kỹ thuật phân tập Trong truyền thông không dây di động, kỹ thuật phân tập được sử dụng rộng rãi để làm giảm ảnh hưởng của fading đa đường và cải tiến độ tin cậy của kênh truyền mà không yêu cầu tăng công suất phát hoặc tăng băng thông cần thiết. Kỹ thuật thật phân tập yêu cầu nhiều bản sao của tín hiệu phát tại nơi thu, tất cả mang cùng một thông tin nhưng có sự tương quan rất nhỏ trong môi trường fading. Ý tưởng cơ bản của phân tập là nếu nơi thu nhận hai hay nhiều bản sao của tín hiệu một cách độc lập thì những mẫu này bị suy giảm cũng độc lập với tín hiệu khác có thể không bị suy giảm. Vì vậy, sự kết hợp hợp lý của các phiên bản khác nhau sẽ làm giảm ảnh hưởng của fading và cải thiện độ tin cậy của đường truyền. 3.1.1 Các loại phân tập Có nhiều cách để đạt được phân tập. Phân tập thời gian có thể thu được qua mã hóa (Coding) và xen kênh (Interleaving), phân tập tần số nếu đặc tính của kênh truyền là chọn lọc tần số, phân tập không gian sử dụng nhiều anten phát hoặc thu đặt cách nhau với khoảng cách đủ lớn. Trong thực tế, kỹ thuật phân tập có thể ứng dụng trong miền không gian, sự phân cực của anten, miền tần số và miền thời gian. 3.1.1.1 Phân tập không gian Phân tập không gian là phương pháp phân tập đã được sử dụng rộng dãi trong thông tin vô tuyến. Phương pháp này sử dụng nhiều anten ở máy phát, máy thu hoặc ở cả máy thu và máy phát để tạo nên các nhánh phân tập không gian khác nhau. Khoảng cách cân thiết giữa các anten tối thiểu là một nửa bước sóng l/2. Khi sử dụng nhiều anten ở máy phát ta có hệ thống phân tập không gian phát, và chúng ta có hệ thống phân tập không gian thu nếu sử dụng nhiều anten phía thu. Trong trường hợp sử dụng nhiều anten cả phía phát và phía thu chúng ta có một tập hợp kênh truyền với nhiều đầu vào nhiều đầu ra. Các hệ thống phân tập thu phát không gian kiểu này được gọi là hệ thống đa đầu vào, đa đầu ra (MIMO). Ưu điểm của phương pháp phân tập không gian là không làm suy giảm hiệu suất băng tần, không tốn phổ tần số, dễ sử dụng và trên lý thuyết không có sự hạn chế về số lượng các nhánh phân tập. Do có các ưu điểm nói trên, phương pháp phân tập không gian đã được nghiên cứu từ năm 1927 đến tận nay. Các nghiên cứu về phân tập không gian tập chung chủ yếu vào kỹ thuật kết hợp tín hiệu phân tập. Phân tập phân cực và phân tập góc là hai ví dụ của phân tập không gian. Trong phân tập phân cực, Các tín hiệu phân cực đứng và ngang được truyền bởi hai ăng-ten phân cực và được nhận bởi hai ăng-ten phân cực. Các phân cực khác nhau đảm bảo rằng hai tín hiệu không tương quan với nhau mà không cần phải đặt hai ăng ten cách xa nhau. Phân tập góc thường được áp dụng cho việc truyền dẫn với sóng mang có tần số lớn hơn 10 GHz. Trong trường hợp này, coi như là tín hiệu phát bị tán xạ mạnh trong không gian, tín hiệu thu từ các hướng khác nhau là độc lập lẫn nhau. Vì thế, hai hoặc nhiều hơn các ăng-ten định hướng có thể được đặt trong các hướng khác nhau tại phía máy thu cho ta các bản sao không tương quan của các tín hiệu phát. Phụ thuộc vào việc sử dụng nhiều ăng ten ở phía phát hay phía thu, chúng ta có thể chia phân tâp không gian thành: phân tập thu và phân tập phát. Trong phân tập thu, nhiều ăng-ten được dùng ở phía thu để thu các bản sao độc lập của tín hiệu phát. Các bản sao của tín hiệu phát được kết hợp một cách thích hợp để làm tăng SNR thu tổng thể và làm giảm nhẹ pha đinh đa đường. Trong phân tập phát, nhiều ăng-ten được sử dụng ở phía phát. Các bản tin được xử lý ở máy phát và sau đó được đưa ra các ăng ten. 3.1.1.2 Phân tập tần số Chúng ta sử dụng một tập hợp các tần số để truyền đi cùng một tín hiệu, tạo nên sự phân tập tần số. Khoảng cách giữa các tần số phải đủ lớn, vào khoảng vài trăm lần băng tần đồng bộ, để đảm bảo pha-đinh ứng với các tần số sử dụng không tương quan với nhau. Đối với thông tin di động, băng tần đồng bộ đo được vào khoảng 500kHz, vì vậy khoảng cách cần thiết giữa các nhánh phân tập tần số ít nhất là 1-2 MHz. Trong thông tin di động hiện đại, phân tập tần số còn có thể nhận được thông qua việc sử dụng các kỹ thuật điều chế đa sóng mang hay sử dụng phương pháp nhẩy tần. Nhược điểm của phương pháp phân tập tần số là tốn phổ tần số. Ngoài ra, do các nhánh phân tập có tần số khác nhau nên mỗi nhánh cần sử dụng một máy thu phát cao tần riêng. 3.1.1.3 Phân tập thời gian Do tính chất ngẫu nhiên của pha-đinh, biên độ của một tín hiệu chịu ảnh hưởng pha-đinh ngẫu nhiên tại các thời điểm lấy mẫu cách xa nhau đủ lớn về thời gian sẽ không tương quan với nhau. Vì vậy việc truyền một tín hiệu tại các thời điểm cách biệt nhau đủ lớn tương đương với việc truyền một tín hiệu trên nhiều đường độc lập, tạo nên sự phân tập về thời gian. Khoảng thời gian cần thiết để đảm bảo để thu được tín hiệu pha-đinh không tương quan tại máy thu tối thiểu là thời gian đồng bộ của kênh truyền. Đối với thông tin di động thì khoảng thời gian đồng bộ này là: (3.1) trong đó: là tốc độ ánh sáng. : là vận tốc chuyển động của máy di động. : là tần số sóng mang. Với các máy di dộng làm việc ở tần số 800 Mhz và di chuyển với tốc độ 50 Km/h, thời gian đồng bộ là . Để tạo ra nhánh phân tập, tín hiệu cần được truyền đi tại khe thời gian. Vì vậy khoảng thời gian giữ chậm cần thiết để truyền tín hiệu trên nhánh phân tập là . Đối với truyền dẫn tín hiệu thoại, tốc độ lấy mẫu cần thiết ít nhất là kHz. Đồng thời, để đảm bảo độ rộng xung truyền nằm trong băng truyền dẫn, chúng ta chỉ sử dụng tối đa nhánh phân tập. Do thời gian cách biệt tỷ lệ nghịch với tốc độ di chuyển nên khác với các phương pháp phân tập khác, phương pháp phân tập thời gian không có ý nghĩa trong trường hợp máy di động đứng yên. Gần đây, trong hệ thống thông tin di động hiện đại, mã sửa lỗi được sử dụng để kết hợp với phương pháp xen kẽ tín hiệu để tạo nên một phương pháp phân tập thời gian mới. Do thời gian xem kẽ dài sẽ gây lên độ chậm giả mã lớn, nên phương pháp này chỉ thích hợp đối với các kênh pha-đinh biến động nhanh. Nhược điểm chính của phương pháp phân tập thời gian là làm suy giảm hiệu suất băng tần do sự dư thừa trong miền thời gian. 3.1.2 Các phương pháp kết hợp phân tập phía thu Đặc điểm then chốt của tất cả các kỹ thuật phân tập là xác suất để tất cả các phiên bản của tín hiệu bị nhiều fading (deep fading) là rất thấp. Tổng quát, BER của hệ thống dùng kỹ thật phân tập phụ thuộc vào cách mà các phiên bản của tín hiệu kết hợp lại tai nơi thu để làm tăng SNR. Vì thế, các dạng phân tập có thể phân loại theo phương pháp kết hợp được sử dụng tại nơi thu. Tùy thuộc vào độ phức tạp và mức thông tin trạng thái kênh truyền CSI yêu cầu bởi phương pháp kết hợp tại nơi thu, có bốn loại chính là: kết hợp lựa chọn (Selection combining), kết hợp chuyển nhánh SC (Switching combining), kết hợp theo cùng độ lợi EGC (Equal Gain Combining) và kết hợp theo tỷ lệ lớn nhất MRC (Maximum Ratio Combining) 3.1.2.1 Kết hợp lựa chọn Kết hợp lựa chọn là một phương pháp kết hợp phân tập đơn gian. Xét một hệ thống phân tập thu với ăng-ten thu. Sơ đồ khối của phương pháp kết hợp lựa chọn được cho trong Hình 3.1. Trong một hệ thống như thế này, tín hiêu có tỉ số tín trên tạp (SNR) tức thời lớn nhất tại mỗi khoảng thời gian tồn tại symbol được chọn ở đầu ra, vì thế SNR đầu ra bằng với SNR tốt nhât của tín hiệu đầu vào. Trong thực tế, tín hiệu có tổng công suất tín hiệu và tập âm lớn nhất thường được sử dụng, vì rất khó để đo được SNR. Hình 3.1 Phương pháp kết hợp lựa chọn 3.1.1.2 Kết hợp chuyển nhánh(SC) Trong một hệ thống phân tập kết hợp chuyển mạch (được cho trong Hình 3.2), máy thu quét tất cả các nhánh phân tập và chọn một nhánh có SNR lớn hơn một ngưỡng định trước. Tín hiệu này được chọn như là đầu ra, tới khi SNR của nó bị rớt xuống dưới ngưỡng. Khi điều này xảy ra, máy thu bắt đầu quét lại và chuyển tới nhánh khác. Phương pháp này còn được gọi là phân tập quét. So sánh với phân tập lựa chọn, phân tập chuyển mạch kém hơn vì nó không liên tục chọn tín hiệu tức thời tốt nhất. Tuy nhiên nó thực hiện đơn giản hơn vì nó không yêu cầu phải theo dõi liên tục và tức thời các nhánh phân tập. Với cả hai phương pháp phân tập lựa chọn và chuyển mạch, tín hiệu đầu ra chỉ bằng một trong những nhánh phân tập. Hơn nữa, chúng không yêu cầu phải biết bất kỳ trạng thái thông tin kênh nào. Vì vậy, hai phương pháp này có thể được sử dụng tốt với cả hai phương pháp điều chế kết hợp và không kết hợp. Hình 3.2 Phương pháp kết hợp chuyển mạch 3.1.1.3 Kết hợp tỷ lệ tối đa (MRC) Kết hợp tỉ lệ tối đa là một phương pháp kết hợp tuyến tính. Trong xử lý kết hợp tuyến tính tổng quát, các tín hiệu vào khác nhau được nhân các trọng số khác nhau và được cộng lại với nhau và cho ra một tín hiệu đầu ra. Các hệ số trọng số có thể được chọn theo vài cách. Hình 3.3 cho ta sơ đồ khối của một phương pháp phân tập kết hợp tỉ lệ tối đa. Tín hiệu đầu ra là kết hợp tuyến tính của các bản sao của tất cả các tín hiệu thu đã nhân trọng số. Và được cho bởi: (3.2) với là tín hiệu nhận được tại ăng-ten thu thứ , và là trọng số cho ăng-ten thư . Trong kết hợp tỉ lệ tối đa, trọng số của mỗi ăng ten thu được chọn tỉ lệ với tỉ số điện áp tín hiệu trên công suất tạp âm của nó. Kí hiệu và lần lượt là biên độ và pha của tín hiệu thu . Giả sử rằng mỗi ăng-ten thu có công suất trung bình tạp âm như nhau thì ta có trọng số : (3.3) Phương pháp này được gọi là phương pháp kết hợp tối ưu vì nó có thể tối đa hóa được SNR đầu ra. Nó cũng chỉ ra rằng SNR đầu ra lớn nhất bằng tổng các SNR tức thời của các tín hiệu riêng biệt. Trong phương pháp này, mỗi tín hiệu riêng biệt phải được đồng pha, nhân trọng số với biên độ tương ứng của nó sau đó được tổng hợp lại. Phương pháp này yêu cầu phải biết biên độ pha đinh của kênh và pha của tín hiệu. Vì vậy, chúng có thể được sử dụng với bộ tách sóng kết hợp nhưng trong thực tế thì chúng không được dùng cho các bộ tách sóng không kết hợp. Hình 3.3 Phương pháp kết hợp tỉ lệ tối đa 3.1.1.4 Kết hợp đồng độ lợi (EGC) Kết hợp đồng độ lợi là một phương pháp gần tối ưu nhưng là phương pháp kết hợp tuyến tính đơn giản. Nó không yêu cầu ước lượng biên độ pha đinh cho mỗi nhánh riêng biệt. Thay vì thế, máy thu ấn định các biện độ của các trọng số như nhau. (3.4) Trong cách này, tất cả các tín hiệu thu được đồng pha và sau đó được cộng với nhau với cùng một độ lợi. Phương pháp kết hợp đồng độ lợi chỉ kém hơn một chút so với phương pháp kết hợp tỉ lệ tối đa. Độ phức tạp của phương pháp kết hợp đồng độ lợi giảm đi đáng kể so với phương pháp kết hợp tỉ lệ tối đa 3.2 Tổng quan về hệ thống MIMO Hệ thống MIMO sử dụng các dãy anten ở cả hai đầu kênh truyền: nhiều anten cho phía thu và nhiều anten cho phía phát. Các hệ thống MIMO cho phép đồng thời khả năng điều khiển trực tiếp tín hiệu phát hoặc thu trên một dãy bộ chuyển đổi tạo chum tia và truyền cùng lúc nhiều tín hiệu, cũng như khả năng triệt nhiễu. Hình 3.4: Sơ đồ nguyên lý hệ thống MIMO Dung lượng của hệ thống thông tin vô tuyền được tăng lên đáng kể khi sử dụng nhiều anten thu và phát. Với một hệ thống gồm nhiều dãy anten thu – phát và bên thu biết được đặc tính của kênh truyền là fading phẳng độc lập thì dung lượng hệ thống sẽ tăng tỷ lệ với số anten. 3.2.1 Kênh truyền của hệ thống MIMO Truyền dữ liệu và tách sóng qua kênh truyền MIMO được mô tả như sau: Hình 3.5: Truyền dữ liệu qua hệ thống MIMO Dữ liệu nhị phân được đưa vào khối phát gồm các chức năng mã hóa điều khiển lỗi, điều chế tín hiệu thành các ký tự (QAM, PSK,…) và cuối cùng tách chuỗi ký tự đó thành nT chuỗi con đến ánh xạ đến nT anten phát tương ứng. Việc ánh xạ có thể bao gồm các trọng số hóa tuyến tính của các phần tử anten hoặc bộ tiền mã hóa tuyến tính không gian – thời gian. Sau đó được đưa đến bộ đổi tần lên, lọc và khuếch đại rồi đưa đến nT anten phát. Tín hiệu được truyền qua kênh truyền vô tuyến đến nơi thu. Tại bộ thu, tín hiệu thu được trên nR anten thu được đưa vào ánh xạ ngược, giải điều chế và giải mã để khôi phục lại dạng dữ liệu ban đầu. Tổng quát, việc thiết kế bộ mã hóa kênh truyền, điều chế và ánh xạ trong hệ thống MIMO sẽ khác nhiều so với hệ thống cũ SISO. Sự khác nhau chnhs là sự xuất hiện thêm 1 chiều tín hiệu mới: không gian, đây là đặc tính của hệ thống sử dụng nhiều anten. Vì thế, kỹ thuật truyền dữ liệu qua hệ thống MIMO gọ là kỹ thuật không gian – thời gian. Sự chọn lựa một kỹ thuật cụ thể thay đổi tùy thuộc vào bên phát hoặc bên thu biết thông số kênh truyền fading CSI. Tuy nhiên, ở phía phát sẽ khó biết được thông tin kênh truyền fading CSI. Ngược lại, ở phía thu có thể biết được thông tin kênh truyền bằng cách ước lượng các thông số kênh truyền. Kỹ thuật mã hóa không gian thời gian đang phát triển và thay đổi nhanh chóng, có thể được phân loại theo 4 hướng chính như sau: Hình 3.6: Phân loại kỹ thuật không gian - thời gian Khảo sát hệ thống MIMO điểm – điểm với nT anten phát và nR anten thu trong trường hợp truyền bằng gốc tuyến tính, rời rạc theo thời gian. Tín hiệu phát x được biểu diễn bởi ma trận cột [nT x 1], với thành phần thứ I là xi tương ứng với tín hiệu phát của anten thứ i. Xét kênh truyền có nhiễu AWGN, tín hiệu phát sẽ có phân bố Gauss. Do đó, các thành phần của x sẽ là các biến có phân bố Gauss độc lập, trung bình bằng 0. Phương sai của tín hiệu phát được tình bởi biểu thức Rxx = E{XXH} (3.5) Trong đó, E{.} là phép tính kỳ vọng, toán tử AH là phép chuyển vị Hermiten của ma trận A – kết hợp phép chuyển vị và lấy liên hiệp phức của ma trận A. Tổng công suất phát được giới hạn P không thay đổi thoe số anten phát nT. Giá trị P được biểu diễn bởi công thức: P = tr(RXX) (3.6) Với tr(A) là phép toán lấy tổng các phần tử trên đường chéo của ma trận A. Trường hợp ph