Đề tài Truy nhập gói đường lên tốc độ số liệu cao trong lộ trình phát triển của 3GPP LTE

hi kết hợp phần dư tăng, mỗi lần phát lại không giống như lần phát đầu tiên. Thay vào đó, nhiều tập các bit được mã hóa được thiết lập trong đó mỗi tập thể hiện cùng một tập các bit thông tin. Mỗi khi cần phát lại, máy phát sẽ sử dụng một tập các bit được mã hóa khác với lần phát trước đó. Máy thu kết hợp gói tin phát lại này với các gói phát trước của cùng một gói. Vì phát lại này có thể chứa các bit chẵn lẻ bổ sung không có trong các lần phát lại trước nên tỷ lệ mã tổng hợp sẽ được giảm sau mỗi lần phát lại. Ngoài ra, mỗi lần phát lại không nhất thiết phải chứa cùng số bit được mã hóa như lần phát gốc và tổng quát sơ đồ điều biến có thể khác nhau cho các lần phát lại khác nhau. Vì thế có thể coi kết hợp phần dư tăng như là tổng quát hóa của kết hợp săn bắt hay ngược lại kết hợp săn bắt như là trường hợp đặc biệt của kết hợp phần dư tăng. Thông thường kết hợp phần dư tăng được xây dựng trên một mã tỷ lệ thấp và các phiên bản dư khác nhau được tạo ra bằng cách trích bỏ một số bit đầu ra của bộ mã hóa. Trong lần phát đầu, chỉ một số có hạn các bit được mã hóa là được phát lại vì thế tỷ lệ mã cao. Trong lần phát lại, các bit được mã hóa bổ sung được phát lại, chẳng hạn, giả thiết rằng mã cơ sở có tỷ lệ 1/4 (cứ một bit thông tin thì lại có ba bit được mã hóa). Trong lần phát đầu, một phần ba số bit được mã hóa được phát vì thế tỷ lệ mã hóa là 3/4, như chỉ ra trên hình 2.16. Trong trường hợp giải mã bị lỗi và có yêu cầu phát lại tiếp theo, các bit được mã hóa bổ sung được phát dẫn đến tỷ lệ mã hóa tổng hợp 3/8. Sau lần phát lại thứ hai tỷ lệ mã tổng hợp sẽ là 1/4. Trong trường hợp phát lại nhiều hơn hai lần các bit mã hóa đã phát sẽ lặp lại vì thế tỷ lệ mã hóa vẫn là 1/4. Hình 2.16 – Thí dụ về kết hợp độ dư tăng Với phần dư tăng, mã được sử dụng cho lần phát đầu phải đảm bảo hiệu năng tốt không chỉ khi sử dụng độc lập mà cả khi được sử dụng kết hợp với mã được phát lần hai. Tương tự như vậy đối với các lần phát sau. Vì thế các phiên bản dư tăng được tạo ra bằng cách trích bỏ một số bit của một mã tỷ lệ thấp, các mẫu trích bỏ phải được quy định sao cho một mã tỷ lệ cao phải là một bộ phận của các mã tỷ lệ thấp. Nói một cách khác, tỷ lệ mã tổng hợp ri sau lần phát thứ i bao gồm các bit được mã hóa của các phiên bản dư RVk (trong đó k = 1,2,…,i) phải có hiệu năng như một mã tốt được thiết kế trực tiếp với tỷ lệ ri. Các loại mã xoắn này được gọi là mã xoắn tương thích tỷ lệ. 2.3. KỸ THUẬT ĐA ANTEN VỚI LỘ TRÌNH PHÁT TRIỂN 3G LÊN 4G: 2.3.1. Các đặc trưng cơ bản của cấu hình đa anten: Một đặc trưng quan trọng của mọi cấu hình anten là khoảng cách giữa các phần tử anten do quan hệ giữa khoảng cách anten và tương quan tương hỗ giữa phading kênh vô tuyến tại các anten khác nhau. Các anten trong cấu hình đa anten có thể được đặt cách xa nhau để đạt được tương quan tương hỗ thấp. Tuy nhiên trong các cấu hình khác, các anten có thể được đặt khá gần nhau để tăng cường quan hệ tương hỗ, khi này tín hiệu các anten khác nhau sẽ bị phading tức thời gần giống nhau. Các cấu hình đa anten được phân loại thành phân tập, tạo búp, và ghép kênh không gian, sẽ được xem xét ở phần sau. Khoảng cách thực tế của anten cần thiết để đạt được tương quan thấp hoặc cao phụ thuộc vào bước sóng hay tần số sóng mang sử dụng cho thông tin vô tuyến. Ngoài ra, nó còn phụ thuộc vào việc triển khai. Đối với các anten trạm gốc (BS) trong môi trường thường gặp là các ô vĩ mô (các ô lớn, anten đặt cao,…), khoảng cách giữa các anten thường là vào khoảng vài chục bước sóng để đảm bảo chống phading tốt (đảm bảo tương quan phading tương hỗ thấp). Nhưng với các máy đầu cuối di động trong môi trường tương tự, khoảng cách giữa các anten chỉ cần bằng nửa bước sóng là đủ để đảm bảo tương quan tương hỗ thấp. Lý do khoảng cách anten khác nhau giữa trạm gốc và đầu cuối di động trong môi trường các ô vĩ mô là các phản xạ đa đường gây ra phading chủ yếu xảy ra ở vùng gần đầu cuối di động. Vì thế từ quan điểm từ đầu cuối di động, các đường truyền khác nhau thường đến với góc rộng và điều này có nghĩa là tương quan phading thấp ngay cả khi khoảng cách giữa các anten nhỏ. Tuy nhiên, trong khai thác, như triển khai trên các ô vĩ mô với các anten trạm BS thường được đặt thấp hơn mái nhà hay đặt trong nhà, môi trường nhìn từ phía trạm BS rất giống với môi trường từ phía đầu cuối di động. Trong điều kiện này khoảng cách anten trạm BS nhỏ hơn cũng đủ đảm bảo tương quan phading thấp. Ta cần nhấn mạnh, các phân tích trên tương ứng với giả thiết rằng các anten có cùng phân cực. Một giải pháp khác để đạt được tương quan phading tương hỗ thấp là sử dụng phân cực khác nhau cho các anten khác nhau. Khi này có thể đặt anten rất gần nhau để nhận được một kết cấu anten nhỏ gọn mà vẫn đạt được tương quan giữa chúng thấp. 2.3.2. Đa anten thu: Thông thường đa anten được sử dụng nhiều tại máy thu đã khá lâu. Phương pháp này thường được gọi là phân tập thu hay phân tập RX, mặc dù mục đích của nó không phải luôn luôn chỉ để nhận được phân tập chống phading. Hình 2.17 mô tả nguyên lý kết hợp tuyến tính các tín hiệu thu y1, y2, …, yNr từ Nr anten thu bằng cách nhân tín hiệu thu này với các thừa số trọng số phức: trước khi chúng cộng với nhau. Hình 2.17 – Kết hợp tuyến tính đa anten thu Vector nhận được trên đầu ra của bộ kết hợp () tuyến tính được biểu diễn: (2.3.1) Ở đây, chỉ số H ký hiệu cho chuyển vị He-mitian. Nếu coi tín hiệu phát không bị phading chọn lọc (không có tán thời) và tạp âm là dạng Gauss trắng cộng, tín hiệu thu tại các anten khác nhau trên hình 2.17 có thể được biểu diễn: (2.3.2) Trong đó x là tín hiệu phát; vector bao gồm Nr độ lợi kênh phức; vector bao gồm tạp âm trắng tại Nr nhánh thu từ các anten khác nhau, như chỉ ra trên hình 2.18. Hình 2.18 – Các kênh truyền vô tuyến trong anten thu kết hợp tuyến tính Có thể dễ dàng chứng minh rằng để đạt được tỷ số tín hiệu trên tạp âm cực đại sau kết hợp tuyến tính, cần chọn vector trọng số như sau : (2.3.3) Kết hợp này còn được gọi là kết hợp tỷ số cực đại (MRC: Maximum Ratio Combining). Các trọng số MRC nhằm hai mục đích: - Quay pha tín hiệu thu được tại các anten khác nhau để bù trừ pha của kênh tương ứng và đảm bảo rằng các tín hiệu đồng pha khi cộng với nhau (kết hợp nhất quán). - Đánh trọng số các tín hiệu tỷ lệ với các độ lợi kênh tương ứng, nghĩa là sử dụng trọng số cao cho các tín hiệu thu mạnh hơn. Khi các anten không tương quan nhau, nghĩa là khoảng cách giữa các anten đủ lớn hay anten có phân cực khác nhau, thì các độ lợi h1, h2, …, hNr sẽ không tương quan nhau và kết hợp phân tập tuyến tính cung cấp phân tập bậc Nr. Đối với tạo búp phía thu, việc chọn các trọng số theo (2.3.3) tương ứng với búp thu có độ lợi cực đại Nr trong phương hướng đến máy phát đích. Vì thế việc sử dụng nhiều anten thu có thể tăng tỷ số tín hiệu trên tạp âm sau kết hợp tỷ lệ với số lượng các anten thu. MRC là một chiến lược kết hợp anten khi tín hiệu thu bị phá hoại chủ yếu bởi tạp âm. Tuy nhiên trong nhiều trường hợp của thông tin di động, tín hiệu thu bị phá hoại chủ yếu do nhiễu từ các máy phát khác trong hệ thống chứ không phải do tạp âm. Trong trường hợp số lượng các tín hiệu nhiễu khá lớn, kết hợp tỷ lệ cực đại vẫn là lựa chọn tốt, chẳng hạn trong trường hợp tổng nhiễu thể hiện giống như tạp âm và không mang tính đặc thù. Tuy nhiên trong trường hợp chỉ có một nguồn nhiễu lớn (hoặc trong trường hợp số nguồn nhiễu lớn có hạn) như mô tả trên hình 2.19, hiệu năng chỉ có thể được cải thiện nếu thay vì chọn các trọng số anten để đạt được tỷ số tín hiệu trên tạp âm cực đại sau kết hợp anten (MRC), các trọng số anten được chọn sao cho các nguồn nhiễu này bị triệt tiêu. Hình 2.19 – Trường hợp đường xuống với một nguồn nhiễu vượt trội gây chỉ có hai anten thu Đối với tạo búp phía thu, điều này tương ứng với búp thu có suy hao cao tại hướng đến của nguồn nhiễu chứ không phải tương ứng với búp thu có độ lợi cực đại. Việc sử dụng kết hợp với mục đích triệt nguồn nhiễu đặc thù thường được gọi là kết hợp loại bỏ nhiễu (IRC: Interference Refection Combining). Mặc dù hình 2.19 chỉ minh họa cho trường hợp đường xuống với một BS gây nhiễu chủ yếu, IRC cũng có thể được áp dụng cho đường lên để triệt tiêu nhiễu từ các đầu cuối di động đặc thù. Trong trường hợp này, đầu cuối di động gây nhiễu có thể nằm trong cùng ô như đầu cuối di động đích (nhiễu nội ô) hoặc trong ô bên cạnh (nhiễu giữa các ô), như miêu tả trên hình 2.20. Hình 2.20 – Trường hợp máy thu bị một máy đầu cuối di động gây nhiễu mạnh. Triệt nhiễu nội ô liên quan đến trường hợp đường lên không trực giao, nghĩa là khi nhiễu đầu cuối di động đồng thời bằng cách sử dụng cùng một tài nguyên thời gian tần số. Việc triệt nhiễu nội ô bằng IRC đôi khi còn được gọi là đa truy nhập phân chia theo không gian (SDMA : Space Division Multiple Access). Trong thực tế kênh vô tuyến luôn luôn bị tán thời ở mức độ nhất định, hay nói một cách khác, kênh có tính chọn lọc tần số và điều này dẫn đến phá hoại tín hiệu băng rộng. Một biện pháp để chống lại sự phá hoại tín hiệu kiểu này là áp dụng cân bằng tuyến tính miền thời gian hay miền tần số. Cũng cần nhấn mạnh rằng, việc kết hợp anten thu tuyến tính nói trên có rất nhiều điểm tương đồng với cân bằng tuyến tính: Lọc/cân bằng tuyến tính miền thời gian (hay miền tần số) thực chất là áp dụng xử lý tuyến tính cho tín hiệu thu tại các thời điểm khác nhau (hay các tần số khác nhau) để đạt được SNR sau cân bằng cực đại (cân bằng dựa trên MRC), cũng là một sự lựa chọn để loại bỏ sự phá hoại tín hiệu do tính lựa chọn tần số của kênh vô tuyến (cân bằng cưỡng bức không, cân bằng MMSE). Kết hợp anten thu tuyến tính là quá trình xử lý tuyến tính áp dụng cho các tín hiệu thu từ các anten khác nhau, chẳng hạn xử lý trong miền thời gian nhằm đạt được SNR sau kết hợp cực đại (kết hợp dựa trên MRC), cũng là một sự lựa chọn để triệt các nguồn nhiễu đặc thù (dựa trên IRC, MMSE). Như vậy, trong trường hợp tổng quát kênh chọn lọc tần số có nhiều anten thu, ta có thể áp dụng lọc/xử lý không gian thời gian hai chiều như chỉ ra trên hình 2.21, trong đó lọc tuyến tính được nhìn nhận như là tổng quát hóa của đánh trọng số anten trên hình 2.17. Các bộ lọc phải được lựa chọn kết hợp để giảm thiểu tổng ảnh hưởng của tạp âm, nhiễu và các phá hoại tín hiệu khác do chọn tần số của kênh. Hình 2.21 – Xử lý tuyến tính không gian – thời gian hai chiều (2 anten thu) Một cách khác, đặc biệt trong trường hợp chèn CP được áp dụng tại phía phát, có thể áp dụng xử lý tuyến tính tần số/không gian như ở hình 2.22. Các trọng số không gian cần được chọn kết hợp để giảm thiểu tổng ảnh hưởng của tạp âm, nhiễu và phá hoại tín hiệu do tính chọn lọc tần số của kênh vô tuyến. Hình 2.22 – Xử lý tuyến tính không gian tần số hai chiều (hai anten thu) Xử lý tần số/không gian ở hình 2.22 không dùng IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) cũng có thể được áp dụng nếu phân tập thu được áp dụng cho truyền dẫn OFDM. Trong trường hợp truyền dẫn OFDM không có phá hoại tín hiệu do tính chọn lọc tần số của kênh vô tuyến, vì thế các trọng số trên hình 2.22, được chọn với mục đích chỉ để giảm nhiễu và tạp âm. Về nguyên lý, sơ đồ kết hợp anten đã xem xét ở trên (MRC và IRC) được áp dụng cho từng sóng mang. Mặc dù trên các sơ đồ hình 2.21 và hình 2.22 ta chỉ xét hai anten thu, nhưng có thể mở rộng cho các sơ đồ nhiều hơn hai. 2.3.3. Đa anten phát: Phân tập anten phát: Nếu không biết rõ các kênh đường xuống của các anten khác nhau tại máy phát, các anten phát không thể đảm bảo tạo búp mà chỉ đảm bảo phân tập. Đối với phân tập cần đảm bảo tương quan tương hỗ giữa các kênh của các anten khác nhau thấp. Như đã xét ở trên, điều này có thể đạt được bằng cách chọn khoảng cách giữa các anten đủ lớn, hay nói một cách khác là sử dụng các phương hướng phân cực anten khác nhau. Có rất nhiều cách khác nhau để thực hiện phân tập bằng nhiều anten phát. Phân tập trễ: Do kênh phading tán thời, nên sẽ có nhiều đường truyền phading độc lập với trễ khác nhau đến máy thu và điều này cũng cung cấp phân tập đa đường hay phân tập tần số. Nếu lượng truyền sóng đa đường không quá lớn và sơ đồ truyền dẫn sử dụng những công cụ để chống lại phá hoại tín hiệu do tính chọn lọc tần số của kênh vô tuyến (chẳng hạn truyền OFDM hay cân bằng tiên tiến phía thu) thì hệ thống có thể lợi dụng được truyền đa đường. Nếu kênh không bị tán thời, nhiều anten phát có thể được sử dụng để tạo ra tán thời nhân tạo hay tương đương chọn lọc tần số nhân tạo bằng cách phát đi các tín hiệu như nhau với trễ tương đối khác nhau từ các anten với tương quan tương hỗ thấp giữa các anten này. Kiểu phân tập trễ được minh họa trên hình 2.23 cho trường hợp hai anten phát trễ tương đối T phải được chọn để đảm bảo lượng phân tập tần số phù hợp trên độ rộng băng tần của tín hiệu được truyền. Phân tập trễ trên hình 2.23 cũng có thể mở rộng cho cấu hình nhiều hơn hai anten. Hình 2.23 – Hai anten phát phân tập trễ Đầu cuối di động không nhận biết được trễ phân tập, nó đơn giản coi đây là một kênh vô tuyến bị tán thời. Trễ phân tập có thể được đưa vào hệ thống thông tin di động hiện có mà không cần bất kỳ một hỗ trợ đặc biệt nào trong tiêu chuẩn giao diện vô tuyến. Trễ phân tập cũng có thể áp dụng cho mọi sơ đồ truyền dẫn được thiết kế để xử lý cũng như lợi dụng phân tập phading chọn lọc tần số (dùng trong WCDMA và cdma2000). Phân tập trễ vòng: Cũng giống như phân tập trễ, phân tập trễ vòng (CDD: Cyclic Delay Diversity) chỉ khác một điểm là phân tập trễ vòng hoạt động theo từng khối và áp dụng dịch vòng chứ không áp dụng trễ tuyến tính, như chỉ ra trên hình 2.24, đối với các anten khác nhau. Như vậy, phân tập trễ vòng có thể áp dụng được cho các sơ đồ truyền dẫn theo khối như OFDM và SC – OFDM. Hình 2.24 – Phân tập trễ vòng (CDD) hai anten phát Trong trường hợp truyền dẫn OFDM, dịch vòng tín hiệu trong miền thời gian tương ứng với dịch pha phụ thuộc vào tần số và điều này tạo nên tính chọn lọc tần số nhân tạo từ giác độ máy thu. Với CDD hai anten phát có thể mở rộng cấu hình cho nhiều hơn hai. Phân tập nhiều anten phát theo mã không gian và thời gian: Mã không gian thời gian được sử dụng cho các sơ đồ phát nhiều anten trong đó các kỹ thuật điều biến được sắp xếp vào miền không gian và thời gian lên các anten phát để nhận được phân tập nhiều anten phát. Mã hóa khối không gian thời gian (STBC: Space Time Block Code) với hai anten phát đã được sử dụng trong 3G WCDMA với tên gọi là phân tập phát không gian thời gian (STTD: Space Time Transmit Diversity), như chỉ ra trên hình 2.25. Hình 2.25 – Phân tập phát không gian thời gian (STTD) Hoạt động của STTD được mô tả trên hình 2.25 cho các cặp ký hiệu điều biến: Anten thứ nhất phát trực tiếp các ký hiệu điều biến, còn anten thứ hai phát các cặp ký hiệu điều biến theo thứ tự ngược lại, ngoài ra các ký hiệu này còn được đảo dấu và chuyển thành liên hợp phức. Mã hóa không gian thời gian hai anten trên hình 2.25 có thể được coi là có tỷ lệ mã bằng một. Điều này có nghĩa rằng tốc độ ký hiệu đầu vào có cùng tốc độ ký hiệu tại từng anten tương ứng với sử dụng băng thông bằng một. Cũng có thể mở rộng mã hóa này từ hai anten cho nhiều anten. Tuy nhiên trong trường hợp điều biến phức như QPSK hay 16/64 QAM, các mã hóa tỷ lệ một là không gây nhiễu cho nhau (các mã không gian thời gian trực giao) chỉ tồn tại cho hai anten. Nếu cần tránh nhiễu giữa các ký hiệu trong trường hợp sử dụng nhiều hơn hai anten, phải sử dụng các mã có tỷ lệ nhỏ hơn một và điều này dẫn đến giảm sử dụng băng thông. Trong truyền dẫn STTD, vector thu có thể được biểu diễn: , (2.3.4) Trong đó yn và yn+1 là các ký hiệu thu trong khoảng thời gian phát cặp ký hiệu. Cần lưu ý, biểu thức (2.3.4) được rút ra với giả thiết rằng các độ lợi kênh h1 và h2 không thay đổi trong thời gian phát cặp ký hiệu. Vì ma trận được định cỡ ma trận nhất phân nên có thể khôi phục được ký hiệu phát xn và xn+1 từ các ký hiệu thu yn và yn+1 mà không xảy ra nhiễu giữa chúng bằng cách nhân ma trận với vector (chú ý chỉ số -1 ký hiệu cho ma trận đảo). e. Phân tập đa anten phát theo mã không gian tần số: Mã khối không gian tần số (SFBC: Space Frequency Block Code) cũng giống như STBC chỉ khác là mã hóa được thực hiện trong miền không gian (anten)/tần số chứ không phải trong miền không gian (anten)/thời gian. Vì thế SFBC có thể được áp dụng cho các sơ đồ OFDM và các sơ đồ truyền dẫn miền tần số khác. Tương tự như STTD, SFTD được sử dụng cho SFBC, như chỉ ra trên hình 2.26. Hình 2.26 – Phân tập phát không gian – tần số với hai anten Từ hình này các ký hiệu điều biến (miền tần số) X0 , X1 , X2 , X3 ,K được sắp xếp trực tiếp lên các sóng mang con OFDM của anten thứ nhất, còn các ký hiệu -,,-,,K được sắp xếp lên các sóng mang con OFDM của anten thứ hai. Cũng giống như mã hóa không gian thời gian, nhược điểm của phương pháp mã hóa theo không gian – tần số là không thể tăng số anten lớn hơn hai mà không giảm tỷ lệ mã. So sánh hình 2.26 và hình 2.24 ta có thể nhận thấy sự khác nhau giữa SFBC và phân tập trễ vòng (CDD) chủ yếu ở cách sắp xếp các ký hiệu điều biến miền tần số lên anten thứ hai. Lợi điểm của SFBC so với CDD là SFBC cung cấp phân tập tại mức ký hiệu điều biến, trong khi đó CDD trong trường hợp OFDM phải dựa trên mã hóa kênh kết hợp với đan xen miền tần số để cung cấp phân tập. Chương 3 TRUY NHẬP GÓI ĐƯỜNG LÊN TỐC ĐỘ CAO (HSUPA) 3.1. TỔNG QUAN VỀ HSUPA : 3.1.1.Một số điểm khác biệt chủ yếu giữa HSUPA và HSDPA : HSUPA tuy dùng công nghệ giống HSDPA nhưng cũng có một số khác biệt căn bản so với HSDPA, mà các khác biệt này ảnh hưởng đến việc thực hiện tính năng : - Trên đường xuống thì các tài nguyên chia sẻ (công suất, mã) đều được đặt tại một nút trung tâm (nút B).Với HSUPA, tài nguyên chia sẻ là đại lượng nhiễu đường lên cho phép (nó phụ thuộc vào công suất của nhiều nút phân tán (các nút UE)). - Trên đường xuống bộ lập biểu và các bộ đệm phải được đặt trong cùng một nút, còn trên đường lên bộ lập biểu được đặt trên nút B, còn bộ đệm được phân tán trong các UE, do vậy các UE phải thông báo thông tin về tình trạng bộ đếm cho bộ lập biểu (nút B). - Đường lên WCDMA và HSUPA không trực giao nên xảy ra nhiễu giữa các đường truyền dẫn trong cùng một ô, trong khi đó trên đường xuống các kênh được phát trực giao. Vì thế điều khiển công suất phát của các UE rất quan trọng, để xử lý nhiễu gần xa. E-DCH được phát với khoảng dịch công suất tương đối so với kênh điều khiển đường lên được điều khiển công suất và bằng cách điều chỉnh dịch công suất cho phép cực đại, bộ lập biểu có thể điều khiển tốc độ số liệu E-DCH. Trái lại đối với HSDPA, công suất phát không đổi (ở mức nhất định ) cùng với sử dụng thích ứng tốc độ số liệu. - Chuyển giao được E-DCH hỗ trợ. Việc thu số liệu từ đầu cuối tại nhiều ô là có lợi vì nó đảm bảo tính phân tập, trong khi đó phát số liệu từ nhiều ô trong HSDPA là phức tạp lại chưa chắc đã có lợi. Chuyển giao mềm còn có nghĩa là điều khiển công suất bởi nhiều ô để giảm nhiễu gây ra trong các ô lân cận và duy trì thích nghi ngược với UE không sử dụng E-DCH. - Trên đường xuống, điều biến bậc cao hơn (có xét đến hiệu quả công suất đối với hiệu quả băng thông) được sử dụng để cung cấp các tốc độ số liệu cao trong một số trường hợp, chẳng hạn khi bộ lập biểu ấn định số lượng mã định kênh ít cho truyền dẫn nhưng đại lượng công suất cho truyền dẫn khả dụng lại khá cao. Đối với đường lên lại khác, không cần thiết phải chia sẻ các mã định kênh cho các người sử dụng khác và vì thế thông thường tỷ lệ mã hoá kênh thấp hơn đối với đường lên. Nói một cách khác, khác với đường xuống, điều biến bậc cao ít hữu ích hơn đường lên trong các ô vĩ mô và vì thế nên không được xem xét trong phát hành đầu của HSUPA. 3.1.2. Lập biểu cho HSUPA : Đối với HSUPA, bộ lập biểu là phần tử quyết định để điều khiển việc khi nào và tại tốc độ số liệu nào một UE được phép phát. Rõ ràng, tốc độ đầu cuối càng cao thì công suất thu được tại nút B cũng càng cao để đảm bảo tỷ số Eb/N0 cần thiết cho giải điều biến. Tuy nhiên do đường lên không trực giao, nên công suất thu từ UE sẽ gây nhiễu đối với các đầu cuối khác. Vì thế tài nguyên chia sẻ đối với HSUPA là đại lượng công suất nhiễu cho phép trong ô. Nếu nhiễu quá cao , một số truyền dẫn trong ô, các kênh điều khiển và các truyền dẫn đường lên không được lập biểu có thể bị thu sai. Nhưng nếu mức nhiễu quá thấp cho thấy rằng các UE đã bị điều chỉnh thái quá không khai thác hết dung lượng hệ thống. Vì thế HSUPA sử dụng bộ lập biểu để cho phép người sử dụng có số liệu cần phát được phép sử dụng tốc độ số liệu cao tới mức có thể mà không vượt mức cho phép trong ô. Không như HSDPA, bộ lập biểu và các bộ đệm phát đều được đặt tại nút B, còn đối với HSUPA thì số liệu cần phát được đặt tại các UE. Tại cùng một thời điểm bộ lặp biểu đặt tại nút B điều phối các tích cực phát của các UE trong ô. Vì thế cần có một cơ chế để thông báo các quyết định lập biểu cho các UE và cung cấp thông tin về bộ đệm thì các UE đến bộ lập biểu. Chương trình khung HSUPA sử dụng các cho phép lập biểu phát đi từ bộ lập biểu của nút B để điều khiển tích cực phát của UE và các yêu cầu lập biểu phát đi từ UE để yêu cầu tài nguyên. Các cho phép lập biểu điều khiển tỷ số công suất giữa E-DCH và hoa tiêu được phép mà đầu cuối có thể sử dụng cho phép lớn hơn, nghĩa là đầu cuối có thể sử dụng các tốc độ số liệu cao hơn nhưng cũng gây nhiễu nhiều hơn trong ô. Dựa trên các kết quả đo đạc mức nhiễu tức thời, bộ lập biểu điều khiển cho phép lập biểu trong từng đầu cuối để duy trì mức nhiễu trong ô tại mức quy định như hình 3.1. Hình 3.1 - Chương trình khung lập biểu của HSUPA Với HSDPA, thông thường một người sử dụng được xử lý trong một TTI, còn với HSUPA, trong hầu hết các trường hợp chiến lược lập biểu đường lên được thực hiện lập biểu đồng thời cho nhiễu người sử dụng. Vì một đầu cuối có công suất nhỏ hơn nhiều so với công suất nút B (một đầu cuối không thể sử dụng toàn bộ dung lượng ô một mình). Nhiễu giữa các ô cũng cần được điều khiển, thậm chí nếu bộ lập biểu đã cho phép UE phát tại tốc độ số liệu cao trên cơ sở mức nhiễu trong ô chấp thuận được, nhưng vẫn có thể gây nhiễu không thể chấp nhận được đối với các ô lân cận. Vì thế trong chuyển giao mềm, ô phục vụ chịu trách nhiệm chính cho hoạt động lập biểu, nhưng UE giám sát thông tin lập biểu từ tất cả các ô mà UE nằm trong chuyển giao mềm. Các ô không phục vụ yêu cầu tất cả các người sử dụng mà nó không phục vụ hạ tốc độ số liệu E-DCH bằng cách phát đi chỉ thị quá tải trên đường xuống. Cơ chế này đảm bảo hoạt động ổn định trong mạng. Như vậy, rõ ràng lập biểu nhanh cung cấp một chiến lược cho phép kết nối mềm dẻo hơn. Vì cơ chế lập biểu cho phép xử lý tình trạng trong đó nhiều người sử dụng cần phát đồng thời, nên số người sử dụng số liệu gói tốc độ cao mang tính cụm được cho phép lớn hơn. Nếu điều này gây ra mức nhiễu cao không chấp nhận được trong hệ thống, thì bộ lập biểu có thể phản ứng nhanh để hạn chế các tốc độ số liệu mà các UE có thể sử dụng. Không có lập biểu nhanh, điều khiển cho phép sẽ chậm trễ hơn và phải dành một dự trữ nhiễu trong hệ thống khi nhiễu người sử dụng đồng thời. 3.1.3. HARQ với kết hợp mềm trên HSUPA : HSUPA sử dụng HARQ với kết hợp mềm nhằm mục đích giống như HSDPA, là để đảm bảo tính bền vững chống lại các lỗi truyền dẫn ngẫu nhiên. Sơ đồ sử dụng giống như HSDPA. Đối với từng khối truyền tải được phát trên đường lên, một bit được phát từ nút B đến UE để thông báo giải mã thành công (ACK) hay yêu cầu phát lại khối truyền tải bị mắc lỗi (NAK). Điểm khác chính so với khối HSDPA bắt nguồn từ việc sử dụng chuyển giao mềm trên đường lên. Khi UE nằm trong chuyển giao mềm, nghĩa là giao thức HARQ kết cuối tại nhiều ô. Vì thế trong nhiều trường hợp số liệu truyền dẫn có thể được thu thành công tại một nút B này nhưng thất bại tại nút B khác. Nhìn từ phía UE kết quả này là tốt, vì ít nhất một nút B đã thu thành công số liệu. Như vậy trong chuyển giao mềm, tất cả các nút B liên quan đều giải mã số liệu và phát ACK hoặc NAK. Nếu UE nhận được ACK ít nhất từ một nút B, UE hoàn toàn khẳng định đã thu thành công . Việc khai thác HARQ với kết hợp mềm không chỉ để đảm bảo tính bền vững chống lại nhiễu không dự báo được mà còn cải thiện hiệu suất đường truyền để tăng dung lượng và (hoặc) vùng phủ. Một khả năng để cung cấp tốc độ số liệu x Mbps là phát tại x Mbps và đặt công suất phát để đạt được một xác suất lỗi thấp (vài phần trăm) trong lần phát đầu tiên. Nói một cách khác, là đảm bảo bằng cách phát tốc độ số liệu n lần cao hơn tại công suất phát không đổi và sử dụng các phát lại HARQ nhiều lần. Như đã chỉ ra ở trước, thực tế trung bình chỉ cần phát ít hơn n lần. Điều này còn được gọi là độ lợi kết cuối sớm và có thể nhìn nhận nó như thích ứng tốc độ ẩn tàng. Các bit được mã hoá bổ sung chỉ được phát khi cần thiết. Vì thế tỷ lệ mã sau các lần phát lại được xác định theo tỷ lệ mã cần thiết cho điều kiện kênh tức thời. Đây cũng chính là mục tiêu mà thích ứng tốc độ cố gắng đạt được, điểm khác chính là thích ứng tốc độ cố gắng tìm ra tỷ lệ mã phù hợp trước khi phát. Nguyên tắc thích ứng tốc độ ẩn tàng tương tự cũng có thể sử dụng cho HS-DSCH trên đường xuống để cải thiệ