Đồ án Các ứng dụng của kỹ thuật OFDM trong mạng vô tuyến băng rông rộng

o . Sóng mang con trong một tín hiệu OFDM được đặt chồng lấn lên nhau mà vẫn duy trì tính trực giao giữa chúng .Tín hiệu OFDM được tạo thành từ tổng các tín hiệu hình sin ,với mỗi tín hiệu hình sin tương ứng với một sóng mang con .Tần số băng gốc của mỗi sóng mang con được chọn là số nguyên lần nghịch đảo thời gian ký tự kết quả là tấc cả các sóng mang con đều có một số nguyên lần chu kỳ trên một kí tự OFDM .Vậy các sóng mang con trực giao với nhau .Hình 2.4 thể hiện cấu trúc của một tín hiệu với 4 sóng mang con . 2.1.2 Trực giao trong miền tần số Một cách khác để xem tính trực giao của tín hiệu OFDM là xem xét trong miền tần số của nó .Trong miền tần số mỗi sóng mang con có đáp ứng tần số là sinc = như thấy trong hình 2.5 . Đó là kết quả của thời gian ký tự tương ứng với nghịch đảo khoảng cách sóng mang . Xa hơn bộ thu là liên quan đến mỗi ký tự OFDM truyền trong khoảng thời gian cố định (TFFT ) với việc không bóp nhọn tại đầu cuối của ký tự . Thời gian ký tự này tương ứng với biến đổi ngược của khoãng cách sóng mang con Hz . Tín hiệu có dạng chữ nhật trong miền thời gian thì sẽ có đáp ứng tần số là sinc trong miền tần số . Hình dạng sinc có một búp chính hẹp , với nhiều búp cạnh suy giảm chậm với biên độ của tần số khác nhau từ trung tâm . Mỗi sóng mang con có đỉnh tại tần số trung tâm và khoảng cách rỗng với lổ hỗng tần số bằng khoãng cách sóng mang . Bản chất trực giao của việc truyền là kết quả của đỉnh sóng mang con và đáp ứng rỗng với các sóng mang con còn lại . Khi tín hiệu được tách bằng cách sử dụng DFT , phổ không phải liên tục như hình 2.5(a) mà gồm các mẫu rời rạc , điểm lấy mẫu rời rạc , điềm lấy mẫu được ký hiệu “o” .Nếu DFT được đồng bộ thời gian , tần số lấy mẫu của DFT tương ứng đúng với đỉnh các sóng mang con , vì vậy sự chồng lấp trong miền tần số giữa các sóng mang con không ảnh huởng đến bộ thu. Giá trị đỉnh của các sóng mang còn lại tương ứng với đáp ứng rỗng , dẫn đến sự trực giao của các sóng mang con . Hình 2.5 Đáp ứng tần số của sóng mang con trong tín hiệu OFDM chỉ phổ của mỗi sóng mang con , và mẫu tần số rồi rạc xem xét tới bộ thu . Chú ý mỗi sóng mang định dạng trong miền tần số là sinc () Chỉ sự kết hợp đáp ứng của 5 sóng mang con . 2.2 Biểu thức của tín hiệu OFDM Như ta đã biết , một sóng mang điều hoà có thể được mô ta bởi : Sc= Re{Ac(t).e} (2.7) Với Ac(t) và (t) là biên độ và pha của song mang trong từng symbol . Chẳng hạn như với điều chế QPSK , symbol thứ p trong khoãng thời gian (p-1)<t<p, (t) sẽ nhận một trong 4 giá trị 00, 900,1800, 2700 Trong OFDM có nhiều sóng mang , ví dụ N sóng mang , tín hiệu sẽ có dạng : Sc(t) = (2.8) Trong đó : Tín hiệu phát ra cho một chuỗi OFDM từ thời điểm t = tới thời điểm t = Ts là : S(t) = Re{e} (2.9) k : hệ số biểu diễn của sóng mang Kmax : chỉ số song mang lớn nhất , Kmax= Ncarrier-1 Kmin : chỉ số song mang nhỏ nhất , Kmin = 0 . fc : tần số trung tâm của tín hiệu RF. Tu : thời gian symbol tích cực . : khoãng thời gian bảo vệ . Ck : biểu thức của song mang thứ k ở dạng phức . Ck = Ake 2.3 Tạo tín hiệu OFDM Những chòm sao phức cho mỗi sóng mang và cho bước điều chế được cung cấp bởi bộ tiền xử lý LCA (logic cell Array ) để tạo các sóng mang điều chế . Các sóng mang điều chế được xác định theo phần thực và phần ảo ( tổ hợp phần thực và ảo chính là các symbol điều chế theo mã Gray ). Các sóng mang được tập hợp trong thanh ghi ngõ vào của chip IFFT , khi có đủ N sóng mang thì IFFT hoạt động , biến đổi các sóng mang từ miền tần số sang miền thời gian . Các tín hiệu I/Q qua bộ biến đổi D/A , theo sau đó là bộ điều chế I/Q đưa tín hiệu OFDM vào băng thông kênh truyền . Bộ điều chế I/Q gồm hai bộ điều chế Double-sideband AM (DSB AM ) với sóng mang dịch pha 900, các tín hiệu ngõ ra được tổ hợp tạo ra tín hiệu OFDM ở dạng analog , bộ điều chế I/Q chỉ tạo ra một phổ duy nhất mặc dù sử dụng hai bộ điều chế DSB . Bộ phát OFDM tạo ra N dòng phổ băng hẹp , mỗi dòng phổ tương ứng được xác định trong thời gian chu kỳ symbol , nhằm tạo ra tín hiệu OFDM có N sóng mang với điều chế đã lựa chọn . Trong suốt chu kỳ symbol biên độ và pha là cố định . Nhờ công nghệ xử lý tín hiệu số thực hiện phép biến đổi Fuorier nhanh IFFT ,tính toán các mẫu tín hiệu thời gian là thành phần thực và ảo , sau đó cung cấp lại dạng nhị phân ở ngõ ra . Các hệ số Fuorier phức được thiết lập bằng giá trị phức của sóng mang phụ điều chế , chỉ có một số của N giá trị ngõ vào tương ứng với số sóng mang OFDM được sử dụng , vì thế có thể sử dụng các bộ lọc thông thấp có độ dốc giới hạn phía sau biến đổi D/A . Hình 2.6 : Điều chế OFDM 2..4 Mô hình hệ thống Hình 2.7 : Mô hình hệ thống OFDM Luồng bit dữ liệu cần truyền được chuyển từ nối tiếp sang song song và đưa vào ánh xạ biên độ , pha sóng mang phụ . Sau đó chuyển đổi phổ của nó sang miền thời gian dùng IDFT , IFFT thực hiên tính toán như IDFT , nhưng nó thực hiện tính toán hiệu quả hơn và được sử dụng trong hệ thống thực tế . Sau đó để truyền tín hiệu OFDM , tín hiệu chuyển lên miền thời gian được trộn lên tần số yêu cầu . Bộ thu thực hiện ngược bộ phát , trộn tín hiệu RF tạo băng gốc cho quá trình xử lý , rồi dung FFT để thực hiện tín hiệu trong miền tần số . Biên độ và pha được xác định và biến đổi thành dữ liệu số . 2.4.1 Mã hóa kênh truyền Kỹ thuật mã hoa kiểm soát lỗi có thể tách và sữa lỗi xãy ra khi thông điệp được truyền trên hệ thống thông tin số . Để thực hiện điều này , mã hóa không chỉ truyền ký tự thông tin mà nó có còn truyền một hoặc nhiều ký tự dư . Bộ giải mã sử dụng ký tự dư để tách và chỉnh sữa lỗi xuất hiện trong khi truyền . Mã hóa FEC (forward error control : Kiểm soát lỗi tiến ) trong hệ thống thông tin số gồm : Mã hóa khối : mã hóa khối bao gồm mã hóa Reed-solomon , BCH , vòng , Hammin, và mã hóa khối tuyến tính generic. Mã hóa chập : Mã hóa chập và giải mã Viberbi . Với hệ thống OFDM để sửa sai sóng mang con của hệ thống bị ảnh hưỡng của Fading chọn lọc tần số và ICI gây ra bởi Fading nhanh thường sử dụng FEC là mã hóa khối Reed-Solomon và mã hóa chập . 2.4.2 Kỹ thuật phân tán dữ liệu Do Fading chọn lộc tần số của kênh truyền vô tuyến điểm hình , các sóng mang con OFDM nhìn chung có biên độ rất khác nhau . Suy hao nhiều trong phổ tần số có thể làm cho sóng mang con ít tin cậy hơn sóng mang khác . Vì vậy chúng thường tạo ra chùm lỗi liên tiếp hơn là lỗi phân tán ngẫu nhiên ( như dưới tác động của nhiễu Gaussian ) . Hầu hết các mã tiền sữa lổi FEC không được thiết kế để giải quyết lỗi chùm . Vì vậy phân tán dữ liệu nhằm ngẫu nhiêm hóa của những bit lỗi trước khi giải mã .Tại máy phát bằng cách nào đó mà người ta sẽ hoán vị các bit sau khi mã hóa sao cho mỗi bit kế cận cách nhau nhiều bit sau khi phân tán . Tại máy thu ,việc hoán vị ngược sẽ được thực hiện trước khi giải mã . Kỹ thuật phân tán thông thường là kỹ thuật phân tán khối (block interleaving) , hay cũng có thể là phân tán dạng chập (convolution interleaving ). Nhìn chung mục đích cuối cùng của việc thực hiện phân tán là đảm bảo cho xác xuất hiện bit 1 và bit 0 là đều nhau . 2.4.2.1 Kỹ thuật phân tán khối (block interleaving ) Hình 2.8 thuật toán block interleaving /deinterleaving Luồng bit sau khi mã hóa được đọc vào theo từng dòng của ma trận kích thước pxm và đọc theo cột , trong đó p là chu kỳ của interleaver và m=N/p . Động tác này sẽ thay thế p-1 ký tực vào mỗi 2 ký tự số ban đầu . Nét tinh tế của kỹ thuật này là các ký tự mà ta thực hiện động tác xen chính là các biên độ của sóng mang được điều chế . Vì vậy kỹ thuật phân tán dữ liệu có tác động phân tán trong miền tần số. Khi ký tự OFDM thu về , quá trình deinterleaving được thực hiện , kết quả lỗi chùm được chia ra thành các lỗi bit riêng lẽ , điều này nâng cao đáng kể hiệu quả sữa lổi của bộ giải mã hệ thống FEC . 2.4.2.2 Kỹ thuật phân tán dạng chập (convolution interleaving ) Hình 2.9 : Sơ đồ khối bộ convolutional interleaver/deinterleaver Hình 2.9 mô tả sơ đồ khối bộ convolution interleaver được Ramsey và Forney giới thiệu lần đầu tiên . Các ký tự mã hóa được dịch vào một bộ N thanh ghi , mỗi thanh ghi tiếp theo cho phép lưu nhiều hơn thanh ghi trước đó j ký tự . Thanh ghi số 0 xem như không có chức năng ghi dịch ( ký tự được ghi thẳng vào ). Với mỗi ký tự mã hóa mới ,bộ chuyển mạch sẽ chuyển sang một thanh ghi mới , và ký tự mới này sẽ được dịch vào . Trong khi ký tự trước đó của thanh ghi trước , sẽ dịch chuyển ra bộ điều chế hay máy phát . Sau (N-1) thanh ghi , bộ chuyển mạch sẽ chuyển về thanh ghi 0 và quá trình được thực hiện lặp lại . Bộ giải mã phân tán thực hiện động tác ngược lại ,và cả hai bộ chuyển mạch tại đầu phát và thu cần phải được hoạt động đồng bộ . Bộ phân tán ký tự có chất lượng tương đương với dạng khối nhưng ưu điểm đặc biệt là nó sẽ gây trễ đầu phát tới đầu thu bằng chỉ bằng M(N-1) ký tự . Trong đó , M = Nj và số phần tử nhớ trong các thanh ghi dịch là M(N-1)/2 tại cả 2 đầu kênh . Bởi vậy bộ phân tán dạng chập giảm được một nữa bộ nhớ cũng như độ trễ cho hệ thống so với dạng khối . 2.4.3 Chuyển đổi nối tiếp /song song và song song / nối tiếp Theo Shanon tốc độ dữ liệu cao nhất cho kênh truyền chỉ có nhiễu trắng AWGN (không có Fading ) là : C (2.10) B là băng thông kênh truyền [Hz] S/N là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của kênh truyền Hình 2.10 : a) hệ thống đơn sóng mang b) OFDM với Vì vậy muốn truyền dữ liệu với tốc độ cao hơn Cmax ta phải chia nhỏ luồng tốc độ cao thành các luồng dữ liệu thấp hơn Cmax bằng cách sử dụng bộ biến đổi Serial/parallel (nối tiếp sang song song ) Tức là chia luồng dữ liệu vào từng frame nhỏ có chiều dài kxb bit k N , với b là số bit trong mô hình điều chế số , N số sóng mang . k,N sẽ chọn sao cho các luồn dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp , để băng thông tương ứng đủ hẹp , sao cho hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẵng . Bằng cách sử dụng bộ Serial/Parallel ta đã chuyển kênh truyền Fading chọn lọc tần số thành kênh truyền Fading phẵng . Ngược lại phía phát , phía thu sừ dụng bộ Parallel/Serial cho phép N luồng dữ liệu tốc độ thấp thành một luồng tốc độ cao duy nhất . Hình 2.11 : Bộ S/P và P/S Dữ liệu cần truyền có dạng dòng dữ liệu nối tiếp . Trong OFDM , mỗi symbol thường truyền 40-4000 bit do vậy giai đoạn biến đổi nối tiếp thành song song là cần thiết để biến đổi dòng , bit dữ liệu nối tiếp đầu vào thành dữ liệu cần truyền trong mỗi symbol OFDM . Dữ liệu được phân phối cho mỗi symbol phụ thuộc vào sơ đồ điều chế được sử dụng và trên mỗi tải có thể thay đổi và như vậy số bit tải phụ cũng thay đổi .Kết quả là giai đoạn biến đổi nối tiếp thành song song bao hàm việc làm đầy payload dữ liệu của mỗi tải phụ . Tại phía thu thì quá trình ngược lại ,với dữ liệu từ các tải phụ được biến đổi trở lại thành dữ liệu gốc . 2.4.4 Điều chế sóng mang con Hình 2.12 : Bộ Mapper và Demapper Mỗi symbol b bit trong một frame sẽ được đưa vào bộ mapping , mục đích là để nâng cao dung lượng kênh truyền . Một symbol b bit sẽ tương ứng một trong M=2b trạng thái hay một vị trí trong constellation (giản đồ chòm sao ) . BPSK sử dụng 1 symbol có 1 bit 0 hoặc 1 sẽ xác định trạng thái pha 00 hoặc 1800 , tốc độ Baud hay tốc độ symbol sẽ bằng tốc bộ bit Rsymbol=Rb QPSK sử dụng 1 symbol 2 bit (Dibit), Rsymbol=Rb/2 8-PSK hay 8-QAM sử dụng 1 symbol 3 bit (Tribit), Rsymbol=Rb/3 16-PSK hay 16-QAM sử dụng 1 symbol 4 bit (Quabit) , Rsymbol=Rb/4 Số bit được truyền trong mỗi symbol tăng lên (M tăng lên ) thì hiệu quả băng thông Befficiency= tăng lên , tuy nhiên số BER cũng tăng lên . Nyquist đã đưa ra công thức dung lượng kênh tối đa trong môi trường không nhiễu C=2Blog2M trong đó B là băng thông của kênh truyền . Do đó ta không thể tăng M lên tùy ý được , công thức cho phép xác định M lớn nhất , số bit lớn nhất có thể truyền trong 1 symbol Một số phương thức thường điều chế thường dùng trong bộ Mapping : M-PSK (Phase Shift Keying ) M-DPSK (Differential Phase Shift Keying ) M-QAM ( Quarature Amplitude Modulation ) Hình 2.13: Mối quan hệ giữa tốc độ symbol và tốc độ bit phụ thuộc vào số bit trong một symbol 2.4.4.1 M-PSK ( M-Phase shift keying ) Sóng mang chỉ thay đổi về pha phụ thuộc bit vào , mà không thay đổi biên độ , nên công suất của tín hiệu không đổi . Một số dạng PSK thường gặp : BPSK có 2 trạng thái pha phụ thuộc 1 bit vào QPSK có 4 trạng thái pha phụ thuộc 2 bit (Dibit)vào 8-PSK có 8 trạng thái pha phụ thuộc 3 bit (Tribit) vào 16-PSK có 16 trạng thái pha phụ thuộc 4 bit (quadbit) vào . Phương pháp này đòi hỏi phía thu phải khôi phục được chính xác sóng mang , M-PSK có biểu thức tổng quát như sau : St(t)= Cos(2 (2.11) 0 Es : năng lượng của 1 symbol Ts : độ rộng của 1 symbol fc : tần số sóng mang i : giá trị tương ứng với b bit Hình 2.14 : giản đồ chòm sao M-PSK Viết theo dạng IQ : Ss=x1 Với : 0 0 x1= x0= - Pha của sóng mang có giá trị là 1 trong M góc pha : 2.4.4.2 M-QAM M-QAM là sử dụng điều chế số , sóng mang bị điều chế cả về biên độ và pha , phương pháp này được sử dụng rất phổ biến trong các đường truyền vô tuyến số tốc độ cao . Hình 2.15 : Giản đồ chòm sao QAM Sau đây là biểu thức tổng quát của tín hiệu QAM : Si(t)= (2.13) Với : 0 ai1 và ai2 là một trong các mức của symbol được điều chế QAM ai1, aì2 = Ts là độ rộng một symbol fc là tần số sóng mang 2.4.4.3 DPSK(Differential Phase Shift Keying ) Đây là mộ dạng của M-PSK , trước khi đi vào bộ M-PSK tín hiệu sẽ được xử lý sai biệt , kí tự ra khỏi bộ này chứa đựng thông tin về sự khác nhau giữa hai kí tự liên tiếp . Bộ giải điều chế sẽ so sánh khác biệt về về pha của 2 ký tự liên tiếp để xác định kí tự thu được . Thông thường nhiễu tác động 2 ký tự liên tiếp gần như nhau , sai biệt của 2 ký tự liên tiếp sẽ giống nhau trong trường hợp có nhiễu và không có nhiễu . Ưu điểm của phương pháp này là không cần sóng mang . Tuy nhiên để có sai số như PSK , tín hiệu DPSK vào bộ giải điều chế cần có tỉ số tín hiệu trên nhiễu S/N lớn hơn 1-3dB so với PSK.. Hình 2.16,2.17,2.18 cho ta thấy cách thức điều chế và giải điều chế DBPSK Hình 2.16 : sơ đồ giải điều chế DPSK Hình 2.17 : Chuỗi bit vào và pha của sóng mang tương ứng Hình 2.18 : Sơ đồ giải điều chế DBPSK 2.4.5 Bộ IFFT và FFT (Inverse Fast Fourier Transform , Fast Fourier Transform ) Hình 2.19 : Bộ IFFT và FFT Phép biến đổi IDFT (Iverse Discrete FuorierTransform ) cho phép ta tạo tín hiệu OFDM một cách dễ dàng , tức là điều chế N luồng tín hiệu song song lên N tần số trực giao một cách chính xác và đơn giản . Phép biến đổi DFT (Discrete Fourier Transform ) cho phép ta giải điều chế lấy lại thông tin từ tín hiệu OFDM . Nhờ sử dụng phép biến đổi IDFT và DFT mà ta tinh giản được bộ tổng hợp tần số phức tạp ở phía phát và thu .Nếu không sử dụng IDFT và DFT bộ tổng hợp tần số phải tạo ra một tập tần số cách đều nhau chính xác và đồng pha , nhằm tạo ra tập tần số trực giao hoàn hảo , điều này không hề đơn giản chút nào . Biến đổi DFT phức có thể được xem như là cách xác định biên độ và pha của những thành phần sóng sin và cosin cấu thành nên tín hiệu phân tích . X[k]= (2.14) Trong đó mảng X[k] chứa N giá trị biên độ của các thành phần tần số , mảng x[n] chứa N mẫu tín hiệu miền thời gian . biểu thị tần số của sóng sin/cosin tương ứng với k[0,N-1] , n thay đổi giữa 0 và tổng số mẫu miền thời gian . Thông số k định nghĩa số chu kỳ sóng sin/cosin hoàn chỉnh xãy ra qua N điểm tín hiệu miền thời gian được lưu trữ trong mãng x[n] . Thông số n biểu thị cho số mẫu miền thời gian thu được . Công thức (2.14) định nghĩa biến đổi Fuorier phức nên cả hai mảng miền thời gian và miền tần số đều lưu trữ những giá trị phức . Mảng X[k] bao gồm cả tần số dương và âm , trong đó chỉ số k=0,……,N/2 biểu thị cho tần số dương và k=N/2+1,……..,N-1 biểu thị cho tần số âm . Hình 2.20 : Ví dụ về phổ phức thay thế cho tín hiệu miền thời gian hoàn toàn thực Có hai cách chính thức để ứng dụng biến đổi DFT phức vào hệ thống điện tử : Tín hiệu miền thời gian được giả sử là tất cả đều là số thực : Phần thực của tín hiệu miền tần số có đối xứng chẵn và phần ảo có đối xứng lẽ . Tín hiệu miền thời gian được giả sử là hoàn toàn phức : tần số dương và âm độc lập vời nhau . Hình 2.21 : Giải thuật DFT và IDFT phức . Đường nét đứt tượng trưng cho DFT và đường nét đậm tượng trưng cho IDFT . Mảng là tần số chứa các giá trị tần số dương và âm . Tần số dương chạy từ 0 đến N/2 Công nghệ ADSL (Asynchronuos Digital Subscriber Line ) sử dụng tín hiệu như miền thời gian hoàn toàn thực . Tín hiệu miền thời gian phức được dùng trong chuẩn ứng dụng W-LAN 802.11a IEEE. Điều cuối cùng cần chú ý đối với DFT là khoãn cách tần số giữa mỗi mẫu trong miền tần số ( thường được gọi là độ phân giải – the resolution ) phụ thuộc vào tần số lấy mẫu fs và chiều dài N của bộ biến đổi FFT : (2.15) 2.4.5.1 Phép biến đổi ngược Fuorier rời rạc IDFT Phép biến đổi Fourier rời rạc DFT sẽ phân tích tín hiệu thành những thành phần sóng sin có khoãng cách đều nhau trong khoãng tần số . Ngược lại phép biến đổi ngược Fourier rời rạc IDFT sẽ tổng hợp tất cả các sóng sin và cosin có biên độ lưu trữ trong mãng X[k] để tái tạo trở lại tín hiệu phát miền thời gian : X[n] = (2.16) X[k]=ReX[k]+jImX[k] (2.17) Thế (2.17) vào (2.16) : X[n] = = Trong côn thức trên nếu ta thay Re{X[k]}+jImX[k] và đem ra ngoài phép tính thì ta sẽ rút ra kết luận sau: Mỗi giá trị của phần thực trong miền tần số góp 1 phần để tạo ra tín hiệu miền thời gian : phần thực là sóng cosin ,phần ảo là sóng sin. Mỗi giá trị của phần ảo trong miền tần số cũng góp phần vào tín hiệu miền thời gian : phần thực là sóng sin , phần ảo là sóng cosin. Nói cách khác , mỗi giá trị miền tàn số đều tạo ra tín hiệu sin thực và tín hiệu sin ảo trong miền thời gian . Cộng tất cả các sin đó lại lại với nhau sẽ tạo được tín hiệu phát . Dạng sóng cosin và sin trong (2.14) và (2.16) có thể được hiệu như là những tín hiệu thực được phát ra bởi các mạch vật lý . 2.4.5.2 Phép biến đổi Fourier nhanh Việc tính toán DFT một cách trực tiếp trong trường hợp N lớn sẽ tiêu tốn rất nhiều thời gian . Thời gian tính toán cần thếit tăng theo N2 . Tuy nhiên nếu ta sử dụng số sóng mang N là lũy thừa của 2 thì có cách tính hiệu quả hơn nhiểu là FFT 2.4.6 Chèn khoảng bảo vệ (Guard Interval Insertion , Guard Interval Removal ) Hai nguồn nhiễu giao thoa (Interference) thường thấy trong hệ thống vô tuyến số cũng như hệ thống cũng như trong hệ thống OFDM là ISI và ICI : ISI ( Intersymbol Interference) : Nhiễu giao thoa liên ký tự ,được định nghĩa là xuyên nhiễu giữa các symbol trong khoãng thời gian Tsymbol của các frame FFT liên tiếp ( trong miền thời gian ) ICI (Inter- carrier Interference ) : nhiễu giao thoa liên sóng mang , được định nghĩa là xuyên nhiễu của các kênh sóng mang phụ (subchannel) của cùng một frame FFT ( trong miền tần số ) Nhiễu ICI được loại bỏ hoàn toàn nhờ sử dụng tập sóng mang trực giao làm tập tần số của các kênh phụ .Nhiễu ISI gần như được loại bỏ hoàn toàn nếu số lượng sóng mang N đủ lớn , khi đỏ băng thông của kênh truyền đủ nhỏ so với conherence bandwith ,tức là thời gian của symbol TS lớn hơn trễ tải kênh truyền .Tuy nhiên do độ phức tạp của phép biến đổi FFT tăng khi N tăng ,nên N phải được chọn tối ưu ,bộ Guard Interval Insertion được sử dụng nhằm kéo dài độ rộng symbol TS mà vẫn giữ nguyên số sóng mang . Bộ Guard Interval Insertion sẽ chèn thêm khoảng bảo vệ . Giả thiết một mẫu tín hiệu OFDM có độ dài ts . Chuổi bảo vệ là một chuỗi tín hiệu có độ dài ở phía sau sao chép lên phía trước của tín hiệu này . Sự sao chép này có tác dụng chống lại nhiễu ISI gây ra bảo hiệu ứng đa đường .Nguyên tắc này được giải thích như sau : Giả thiết máy phát đi 1 khoãng tín hiệu hình sin có chiều Ts . Sau khi chèn chuỗi bảo vệ tín hiệu này có chu kỳ là Ts=ts+ . Do hiệu ứng đa đường tín hiệu này sẽ đến máy thu qua nhiều tuyến đường truyền với trễ truyền dẫn khác nhau . Để đơn giản cho việc giải thích nguyên lý này hình 2.22 mô tả tín hiệu từ hai tuyến truyền dẫn , trong đó một tuyến truyền dẫn không có trễ , tuyến còn lại so với tuyến đầu tiên là . Ở tuyến đầu tiên ta nhận thây mẫu tín hiệu thứ (i-1) không chồng lấn lên tín hiệu thứ i . Điều này là do ta giả sử rằng tuyến đầu tiên không cò trễ truyền dẫn . Tuy nhiên ở tuyến thứ 2 , mẫu tín hiệu thứ (i-1) bị dịch sang mẫu tín hiệu thứ k một khoãng . Tương tự như vậy mẫu tín hiệu thứ k bị dịch sang tín hiệu thứ (i+1) một khoãng là . Tín hiệu nhận được ở máy thu sẽ là tổng tín hiệu tất cả các tuyến . Sự dịch tín hiệu do trễ truyền dẫn trong các phương pháp điều chế thông thường gây ra nhiễu ISI. Tuy nhiên trong hệ thống OFDM có sử dụng chuỗi bảo vệ sẽ loại bỏ nhiễu này . Trong trường hợp như mô tả ở hình 2.22 , thì phần bị chồng lấn tín hiệu gây ra nhiểu ISI chỉ nằm trong khoãng chuỗi bảo vệ. Khoảng tín hiệu có ích có độ dài TS không bị chồng lấn bởi các mẫu tín hiệu khác . Ở phía thu , chuổi bảo vệ dễ bị gạt bỏ trước khi đến bộ giải điều chế OFDM . Điều kiện quyến định để đảm bảo hệ thống OFDM không bị ảnh hưởng bởi nhiễu ISI là: (2.18) Đáp ứng xung của kênh truyền chọn lọc tần số không có khoảng bảo vệ Khoảng bảo vệ rỗng c) Khoảng bảo vệ có tính cyclic prefix Hình 2.22 : Tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ Hình 2.22 a cho thấy tín hiệu không có khoảng bảo vệ nên tín hiệu trễ từ symbol i-1 , lấn sang symbol i gây nên ISI Hình 2.22 b , tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ rỗng đủ lớn so với trãi trễ hiệu dụng của kênh truyền thì nhiễu ISI sẽ được loại bỏ . Tuy nhiên khoảng bảo vệ rỗng sẽ gây nên sự thay đổi đột ngột của tín hiệu sẽ làm bề rộng phổ của kênh truyền tăng lên làm mất tính trực giao . Hình 2.22c , tín hiệu được chèn khoảng bảo vệ có tính chất Cyclic Prefix nhằm duy trì tính trực giao do bộ IFFT tạo ra . Nếu chiều dài được chèn vào symbol là lớn hơn thời gian trễ lớn nhất của kênh truyền thì hiện tượng ISI sẽ được loại bỏ hoàn toàn . Giả sử kênh truyền có trải trễ lơn nhất là ( chính là thời gian lấy mẫu của tín hiệu thời gian liên tục x(t) ) , kênh truyền sẽ trãi ra thêm mẫu . mẫu cuối của symbol xn[] sẽ được chèn vào phần đầu của xn để tạo thành symbol sn= [] độ rộng khi này là : T=tS+ (2.19) Symbol sn sẽ đưa vào bộ D/A để tái tạo tín hiệu thời gian s(t) . Giả sử kênh truyền có đáp ứng xung c(t) ,tín hiệu phía thu sẽ là : r(t) = x(t)*c(t) (2.20) Ký hiệu cn = [c1,c2,…,c] và rn =[r0,r1,……,rN+ ] là các mẫu rời rạc khi lấy mẫu c(t) và r(t) tại các thời điểm n , rN=[ r0,r1,……,r] là kết quả của phép chập giữa cn và sn . Bộ Guard Interval Removal ở phía thu sẽ loại bỏ mẫu đầu tiên bị ISI của rn thu được symbol sau đó tín hiệu rời rạc sẽ được đưa vào bộ vào bộ FFT để lấy lại chuỗi tín hiệu ban đầu . Băng thông OFDM Tốc độ symbol sử dụng N sóng mang R= (2.21) Băng thông tín hiệu OFDM được xác định bởi công thức : BOFDM= (2.22) Với : hệ số khoãng bảo vệ . Khi hệ số sóng mang lớn N>>1 ta có : BOFDM= (2.23) Hình 2.23 : Tín hiệu thu bị dịch pha do ảnh hưởng của hiệu ứng đa đường Như trên hình 2.22 c , ta có thể thấy rằng nếu trải trễ nhỏ hơn khoảng bảo vệ không có hiện tượng giao thao giữa các ký tự trước và các ký tự hiện tại ,do đó không gây ra ISI và ICI . Tuy nhiên do tín hiệu nhận được tại má thu là tổng của nhiễu thành phần đa đường nên sẽ gây ra sự dịch pha cho các sóng mang như ở hình 2.23 . Việc ước lượng kênh truyền ở máy thu sẽ khắc phục sự dịch pha này . Hình 2.24 các thành phần của ký tự OFDM thu được sau khi truyền qua kênh truyền multipath a) không có khoảng bảo vệ b) có khoảng bảo vệ Hình 2.25 : Những ký tự OFDM thu được sau khi truyền qua kênh truyền multipath: a) không có khoảng bảo vệ b) có chèn khoảng bảo vệ Hình 2.24 minh họa khái niệm chèn khoảng thời gian bảo vệ trong hệ thống OFDM và hình 2.25 minh họa ý tưởng dùng khoảng bảo vệ để loại bỏ khoảng ISI giữa những ký tự OFDM , ở hình 2.25(a) thì ký tự OFDM thu được bị can nhiễu bởi ký tự OFDM trước đó , ở hình 2.25(b) thì ký tự OFDM thu được không còn bị ảnh hưởng của ký tự OFDM trước đó . Trong khoảng thời gian bảo vệ , máy thu bỏ qua tất các các tín hiệu , như vậy có nghĩa là khoảng bảo vệ là khoảng vô ích , nó không mang dữ liệu có ích . Lựa chọn khoảng bảo vệ liên quan đến thời gian trễ của echo , đồng thời cũng liên quan mật thiết đến số lượng sóng mang . trong thực tế khoảng thời gian bảo vệ được tạo ra bằng cách lặp lại một tỉ lệ dòng bit tích cực trong chu kỳ trước đó , khoảng bảo vệ được chọn dựa vào khoảng thời gian tích cực của symbol , có thể là 1/4, 1/8,1/16,1/32 thời gian symbol tích cực . Thật ra ý tưởng của phương pháp này có từ giữa những năm 1980 .Nhưng do lúc đó còn hạn chế về mặt công nghệ (khó tạo ra các bộ điều chế và giả điều chế đa sóng mang giá thnàh thấp theo biến đổi Fourier nhanh (Inverse Fast Fourier Transform-IFFT) nên cho tới nay dựa trên những thành tựu công nghệ mạch tích hợp , phương pháp này mới đưa vào thực triễn . 2.4.7 Bộ biến đổi D/A và A/D Chuỗi symbol sau khi được chèn được chèn khoảng bảo vệ cho chuỗi Sn sẽ được đưa vào bộ biến đổi từ số sang tương tự D/A và bộ lọc thông thấp tạo tín hiệu liên tục s(t) để đưa ra kênh truyền vô tuyến . Ở phía thu , bộ A/D làm động tác ngư