Đồ án Công nghệ VDSL

ôn ngầm và sự bức xạ vào dải tần vô tuyến nghiệp dư không khí là không đáng kể. Cuối cùng, ETSI cũng yêu cầu các modem phải có khả năng giảm mật độ phổ công suất không quá –80dBm/Hz trong các dải tần vô tuyến nghiệp dư. Nếu có thể phát triển được VDSL thì các hệ thống VDSL phải tương hợp với các tín hiệu của các dịch vụ khác trong cùng một chảo cáp. Hệ thống DSL bị VDSL ảnh hưởng nhiều nhất là ADSL. Trong một vài cấu hình, VDSL có thể ảnh hưởng mạnh đến ADSL trừ khi được thiết kế cẩn thận. Trong một số cấu hình khác VDSL lại bị ADSL ảnh hưởng ngược lại. Trong cấu hình FTTEx nhiều đôi dây xoắn tỏa ra từ một tổng đài nội hạt có thể mang tín hiệu ADSL, truyền với mật độ phổ công suất phát –40dBm/Hz trong khi các đường dây khác có thể mang tín hiệu VDSL với mật độ phổ công suất phát từ -60dBm/Hz cho các thuê bao gần tổng đài hơn như minh hoạ ở hình 2.13. Trong cấu hình này, ảnh hưởng của VDSL lên ADSL là không đáng kể. CO VDSL ADSL Hình 2.13 Ảnh hưởng lẫn nhau giữa ADSL và VDSL trong cấu hình FTTEx 2.3.1 Các phương pháp điều chế cho VDSL Trong các hệ thống truyền dẫn để có thể truyền được tín hiệu đi xa và để tăng tốc độ truyền dẫn tín hiệu người ta sử dụng các phương pháp điều chế tín hiệu. Điều chế là một khái niệm dùng để chỉ một phương pháp sử dụng một sóng mang để truyền tín hiệu. Tín hiệu sóng mang có tần số cao và công suất đủ lớn để điều chế tín hiệu. Tín hiệu gốc sẽ làm thay đổi tần số, pha, biên độ hoặc đồng thời các tham số đó. Mỗi kiểu thay đổi các tham số khác nhau sẽ có một loại điều chế riêng. Tín hiệu điều chế có thể là tín hiệu số hay tương tự. Trong hệ thống VDSL, người ta cũng sử dụng các phương pháp điều chế chính đó là QAM, DMT và CAP. 2.3.1.1 Phương pháp điều chế biên độ cầu phương QAM QAM sử dụng sóng hàm sin và sóng hàm cos với cùng tần số tần số cấu thành để chuyển đổi thông tin. Sóng chuyển đồng thời qua một kênh đơn. Và biên độ (bao gồm tín hiệu và cường độ) của mỗi sóng được sử dụng để truyền thông tin (dưới dạng các bít). Ít nhất một chu kì (và hơn thế) của sóng được gửi để chuyển đổi một tập hợp bít trước khi một tập hợp bít mới được gửi. Điều chế QAM đã dùng trong nhiều năm và cơ sở cho nhiều phát minh modem băng tần thoại. Since magnitude Since magnitude y y · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · x · · · · · · · · · · · gửi qua kênh và nhận 4 bít vào 4 bít đầu ra Xác định chòm điểm Xác định dạng sóng chiếu xạ lên chòm điểm Tìm điểm gần nhất Cos x Cos x Một ví dụ đơn giản: Hình 2.14 Sơ đồ ví dụ minh hoạ phương pháp điều chế QAM-16 trạng thái Một ví dụ của một hệ thống điều chế QAM cái có thể gửi 4 bit thông tin cho mỗi kí hiệu QAM xuất hiện trong hình 2.14. 4 bít thông tin được phát để ánh xạ tới một trong 16 điểm trên một chòm điểm QAM. Chú ý rằng 4 bít thông tin, 16 điểm cho phép 1 điểm duy nhất cho bất cứ sự kết hợp nào của các bít. x và y cấu thành điểm để các bít mà nó được ánh xạ chỉ rõ biên độ của sóng hàm sin và hàm cos để truyền qua kênh truyền. Tức là giá trị x và y của mỗi điểm tương ứng với biên độ của sóng sin và sóng cos được truyền trên kênh. Máy thu và máy phát cả hai biết được trước phép ánh xạ ánh xạ giữa tổ hợp các bít và một điểm. Sau đó sóng hàm sin và cos được truyền qua kênh, máy thu khôi phục và ước lượng được biên độ của mỗi sóng (thường, sử dụng quá trình cân bằng và xử lí tín hiệu). Biên độ của các tín hiệu này được chiếu lên chùm điểm đồng nhất với chùm điểm phía phát. 1 lần nữa biên độ sóng hàm cos hợp thành x, và cường độ sin hợp thành y. Thường tạp âm và sự méo mó trên kênh và thiết bị điện tử hợp thành trong máy phát và máy thu làm cho các điểm bị chiếu sai lệch so với vị trí của các điểm trên chùm điểm. Tuy nhiên, Máy thu sẽ lựa chọn điểm nào trên chùm điểm có vị trí gần nhất với điểm vừa thu được. Điểm này sau đó được ánh xạ sang 4 bít sử dụng cùng phương pháp ánh xạ sử dụng trong máy phát (nhưng ánh xạ trong hướng ngược nhau ). Nếu quá nhiều tạp âm có mặp ở máy thu, điểm chiếu xạ trên chòm điểm có thể gần điểm sai hơn điểm nhận biết chính xác, cho kết quả lỗi. Ví dụ này thường gọi là 16-QAM vì chòm điểm có 16 điểm. Tuỳ thuộc số bít thông tin trên mỗi kí hiệu. Ví dụ, nếu 2 bít cho mỗi kí hiệu truyền dẫn, một chòm điểm 4 điểm có thể là cần thiết và bộ điều chế có thể được gọi là 4-QAM. Hình 2.15 chỉ ra một chòm điểm 4-QAM che phủ trên một chòm điểm 16-QAM. Năng lượng trung bình của mỗi kí hiệu là gần như nhau . Chú ý rằng khoảng cách giữa các điểm trong chòm điểm 4-QAM (được ghi là d4) là lớn hơn khoảng cách giữa các điểm trong chòm điểm 16-QAM (được ghi là d16). Vì vậy trên cùng 1 kênh nhiễu nhiều hơn tất yếu gây ra lỗi nhiều hơn khi sử dụng 4-QAM hơn là sử dụng 16-QAM nói khác đi, 16-QAM cần SNR lớn hơn 4-QAM. · · · · · · · · · · · · · · · · d16 d4 · điểm 16 QAM điểm 4 QAM Hình 2.15 Chòm điểm 4-QAM che phủ lên một chòm điểm 16-QAM Một sơ đồ khối của một bộ điều chế QAM chỉ ra trên hình 2.16. Dòng dữ liệu từ người sử dụng đi vào bộ điều chế. Tại đây dữ liệu được chia thành hai nữa, điều điều chế thành hai phần trực giao với nhau rồi tổ hợp thanh tín hiệu cầu phương và truyền trên kênh truyền dẫn. Nhánh của bộ điều chế cái mà mang biên độ sóng hàm cos thường được gọi là nhánh pha. Biên độ hàm cos được gọi là pha, hay thành phần I. Nhánh của bộ điều chế mà dùng để mang biên độ sóng hàm sin được gọi là nhánh cầu phương. Biên độ hàm sin được gọi là cầu phương, hay thành phần Q. Nhánh Q dạng sóng đầu ra tập hợp các bít đầu vào Tìm giá trị ( x,y) Máy phát sóng hàm cos Máy phát sóng hàm sin Giá trị x Giá trị y Nhánh I Hình 2.16 Sơ đồ khối bộ điều chế QAM Cơ sở toán học của QAM Tính trực giao giữa 1 sóng hàm sin và hàm cos cho phép chúng ta truyền dữ liệu đồng thời qua một kênh truyền dẫn. Tính toán chu kì đơn của mỗi sóng, nguyên lí trực giao có thể minh hoạ bởi phương trình 2.1. (2.1) Trong phương trình 2.1 là chu kì của sóng hàm sin hay hàm cos. Vì thuôc tính cầu phương, hàm sin và hàm cos đôi khi được gọi là hàm cơ bản. Lấy dạng sóng đầu vào Tách ra thành sin + cos Tìm biên độ Tìm biên độ Tìm điểm gần nhất phần cos ước lượng x phần sin ước lượng y Một ví dụ của bộ giải điều chế QAM chỉ ra trong hình 2.17 và 2.18. Hình 2.17 Cấu trúc logic của một bộ điều chế QAM Máy phát sóng hàm cos Máy phát sóng hàm sin Trộn Trộn Tìm điểm gần nhất dạng sóng nhận B Nhánh I C Nhánh Q D ước lượng x E ước lượng y x x Hình 2.18 Quá trình xử lý tín hiệu của một bộ điều chế QAM Đầu vào của khối này đến từ kênh truyền và đầu ra chiếu xạ lên chòm điểm của bộ nhận. Nếu nó thừa nhận rằng kênh là không bị mất mát và đầu nhận tách pha là hoàn hảo, khi đó nó không khó để viết phương trình cho mỗi điểm trong hình 2.17 và 3.18 cho mỗi kí hiệu i. Trong phương trình 2.2 đưa tín hiệu đầu vào tại điểm A. (2.2) Trong phương trình 2.2, Xi là biên độ ( tín hiệu và cường độ ) của sóng hàm cos được mã hoá ở bộ định máy phát, và Yi là biên độ ( tín hiệu và cường độ ) của hàm sin được mã hoá tại bộ máy phát. Sau khi qua những khối nhân ở điểm B và C, tín hiệu có dạng như phương trình 2.3 và 2.4. (2.3) (2.4) Tín hiệu tại điểm B và C sau đó không phụ thuộc vào qua những khối trộn. Những khối này trộn qua một chu kì đơn và xác lập lại sau mỗi kí hiệu. Những chuyển đổi trong hình 2.17 và 2.18 ví dụ tiêu biểu đầu ra của bộ trộn cuối của mỗi chu kì trộn. Tín hiệu tại điểm D và điểm E vì vậy có thể đựoc viết như phương trình 2.5 và 2.6. = = + = (2.5) = = (2.6) Chú ý rằng giới hạn sẽ tới 0 trong phương trình 2.5 và phương trình 2.6 được là vì đặc tính cầu phương của hàm sin và hàm cos. Phân tích bày cho rằng những xung băng tần cơ sở trong bộ điều chế thường tạo thành các kí hiệu trước khi nhân bởi các sóng hình sin và cos là các xung đơn giản với biên độ đồng nhất trong suốt toàn bộ chu kì kí hiệu. Nói chung, một bộ lọc cụ thể có thể được sử dụng để tạo thành xung trước hàm trộn. Nếu bộ lọc cụ thể có một đáp ứng của p(t), sau đó tín hiệu được truyền cho kí hiệu i sẽ là dạng được chỉ trong phương trình. (2.7) 2.3.1.2 Điều chế CAP Tương tự như một bộ điều chế QAM, một bộ điều chế biên độ và pha không sóng mang (CAP) sử dụng một chùm điểm để mã hoá các bít tại máy phát và giải mã các bít tại máy thu. Giá trị x và y kết quả từ quá trình mã hoá được sử dụng để kích hoạt một bộ lọc số. Một bộ điều chế CAP xuất hiện trong hình 2.19. Dạng sóng đầu ra Nhận các bit đầu vào Tìm các giá trị (x,y) Xung giá trị Xi Xung giá trị Yi h(t) h(t) C nhánh i · · D nhánh i B · A · Hình 2.19 Bộ điều chế CAP Bộ điều chế có hai nhánh - một là nhánh pha và một là nhánh cầu phương. Xung đáp ứng các bộ lọc số là đôi biến đổi hilbert hay đơn giản, một đôi hilbert. Hai chức năng đó cái tạo ra một đôi hilbert là trực giao tới cái khác. Nói chung, bất cứ đôi hilbert nào hợp lí có thể được dùng để tạo ra một bộ điều chế CAP; Tuy nhiên, sự bổ sung ngày nay của CAP sử dụng một sóng hình sin và cos với một xung truyền dẫn. Đặc biệt, bộ giải điều chế CAP được thực hiện với một bộ lọc số thay vì các bộ nhân pha và cầu phương. Khi so sánh một bộ điều chế CAP và bộ điều chế QAM, xem xét các điện áp tại các điểm khác nhau trong hình 2.19. Cho rằng bộ điều chế này sử dụng phương pháp mã hoá cùng chòm sao, cùng cỡ chòm sao, cùng tốc độ kí hiệu như điều chế QAM trên đây. Tín hiệu tại mỗi điểm có thể được viết như phương trình 2.8 và 2.9 (2.8) (2.9) Chú ý rằng cả hai lượng là các xung đa tần đơn giản, cái sẽ kích hoạt bộ lọc số trong bộ điều chế. Đưa ra xung đáp ứng lại các bộ lọc trong bộ điều chế, đầu ra của hai bộ lọc được tìm thấy bởi sự xoắn lại đơn giản nhờ đầu vào được chỉ ra bởi phương trình 2.10 và 2.11. = (2.10) = (2.11) Trong các phương trình này, đặc tính bộ sàng lọc được sử dụng để đạt được cả hai kết quả đầu ra của bộ điều chế tuỳ kí hiệu i được đưa ra trong phương trình 2.12 (2.12) So sánh phương trình 2.12 tới đầu ra của bộ điều chế QAM với hình dạng được chỉ ra trong phương trình 2.7, chú ý rằng cả hai có thể đồng nhất nhau nếu phương trình 2.13 và 2.14 hiểu rằng. (2.13) (2.14) Nếu một hệ thống được thiết kế xa hơn như , khi đó phương trình 2.13 và 2.14 có thể được như phương trình 2.15 và 2.16. (2.15) (2.16) Cả hai phương trình này là đúng vì i là một số nguyên. Các xung thời gian đáp ứng của các bộ lọc với không tuỳ thuộc vào i khi đó trở thành phương trình 2.17 và phương trình 2.18. (2.17) (2.18) Những kết quả này quan trọng vì chúng chỉ ra một cách hợp lí quan hệ tốc độ kí hiệu và tần số trung tâm của một hệ thống CAP và QAM cho phép miền thời gian dạng sóng là giống hệt. Cho mối quan hệ khác của w và t - Thừa nhận rằng chúng là cùng qua một hệ thống CAP và QAM - Nó có thể được chỉ rằng hệ thống điều chế không giống bởi một sự luân phiên. Đó là, dạng sóng sẽ giống nhau nếu một tập hợp chùm sao được sử dụng cho mã hoá và giải mã là luân phiên nhau về nguồn gốc của mặt phẳng. Hình 2.20 Sơ đồ máy phát sử dụng CAP Hình 2.20 đưa ra một sơ đồ máy phát cụ thể dùng cho điều chế CAP. 2.3.1.3 Điều chế xung đa tần rời rạc DMT DMT được xây dựng dựa trên cơ sở ý tưởng của QAM. Hình dung có hơn 1 bộ mã hoá chòm điểm. Mỗi bộ mã hoá thu 1 tập hợp bít mà được mã hoá sử dụng 1 bộ mã hoá chòm điểm như đựoc miêu tả trong phần QAM. Giá trị đầu ra từ bộ mã hoá chòm điểm tạo lại những biên độ sóng hàm sin và hàm cos. Tuy nhiên, 1 sự khác nhau là tần số của hàm sin và hàm cos thường sử dụng cho mỗi bộ mã hoá chòm điểm. Tất cả các sóng hàm sin và hàm cos sau đó tổng hợp lại và được cùng nhau và được gửi qua kênh truyền . Dạng sóng này là 1 kí hiệu đơn giản DMT, diễn tả bởi biểu đồ như hình 2.21. · · · · · · · · · · · · · · · · bộ mã hoá 1 Các bít đầu vào Biên độ Phát các sóng hình sin và hình cos tại tần số =f1 Bin 1 dạng sóng đầu ra ··· Bin 2 bộ mã hoá 2 Các bít đầu vào Biên độ Phát các sóng hình sin và hình cos tại tần số =f2 · · · · bộ mã hoá n Các bít đầu vào Biên độ Phát các sóng hình sin và hình cos tại tần số =fn · · · · Bin n Hình 2.21 Nguyên lí một bộ điều chế DMT Thừa nhận rằng nó có thể tách rời hàm sin và hàm cos tại các tần số khác nhau tại bộ thu, mối tập hợp các sóng có thể được giải mã độc lập trong cùng phương pháp vì vậy một tín hiệu QAM có thể được giải mã và cho kết quả các bít ra bởi bộ các bộ giải mã chòm điểm. Chú ý rằng ý tưởng sử dụng những tần số khác nhau để truyền thông tin là không duy nhất với DMT. Truyền hình và truyền thanh đã sử dụng như là những kĩ thuật. Sự khác nhau ở đây là DMT có 1 bộ thu điều chỉnh tới tất cả các kênh ngay lập tức cái khác chỉ điều chỉnh chỉ tới 1 kênh duy nhất. Một số tên sử dụng kênh tần số trong DMT là tần số các bin (hay các bin), tín hiệu hay là tín hiệu DMT, và những kênh phụ. Có lẽ sự không rõ ràng trong thảo luận trước đó là không chắc chắn vì vậy dạng sóng trong mỗi bin là tách hoàn toàn từ cái khác. Nếu trường hợp này không thoả mãn, tiếp đấy việc giải mã cho mỗi bin là khác vì các sóng hàm sin và cos trong mỗi bin là có thể bị sai lạc đi từ những bin khác. Một chìa khoá DMT là cái mà những tần số hàm sin và cos dùng trong mỗi bin nên là số nguyên lần một tần số chung và chu kì kí hiệu đó, , số nghịch đảo của tần số chung đó. Tần số dùng chung này sẽ được đề cập tới như là những tần số cơ sở. Từ sự phân tích cho QAM xong, người ta có thể đã khẳng định rằng các sóng hàm sin và cos tại các tần số cơ sở tạo ra các hàm cơ sở. Để bảo đảm rằng nhiễu không thoát ra giữa các bin người ta phải chỉ ra được rằng sóng hàm sin và hàm cos từ bất cứ bin nào là trực giao tới sóng hàm sin và cos của bất cứ bin khác, về toán học, tính trực giao có thể được viết như phương trình 2.19. (2.19) (2.20) (2.21) ở đây n và m là các số nguyên khác nhau, và là tần số cơ sở radian sự phân tích tiếp công thức 2.19 cho phương trình 2.22. Chú ý rằng nếu n = m, khi đó chu kì thứ nhất sẽ hội tụ về 1/2T, khi đó nó tiếp theo như phương trình 2.5. Quan hệ trong phương trình 2.20 và phương trình 2.21 có thể tương như vậy chỉ ra được hoàn toàn điều đó trong phương trình 2.20 sự trực giao được giữ ngay cả lúc n = m, tương tự để xem xét theo hướng phương trình 2.1. Vì vậy bộ giải điều chế của một kí hiệu DMT dựa trên sự trực giao của sóng hàm sin và hàm cos tại các tần số khác nhau cũng như giữa sóng hàm sin và cos tại cùng tần số. Qui trình điều chế và giải điều chế trong hình 2.20 là những phương pháp lặp của việc tạo và tách sóng 1 kí hiệu DMT. Những phương pháp này có thể rất đơn điệu dựa trên 1 sự thực hiện thực tế, và thực tế không phải là phương pháp hệ thống DMT thực hiện. Để hiểu rỏ hơn, cách mà một sự thực hiện được đơn giản hoá, xem xét tổng của 1 hàm sin và cos trong khoảng thời gian t. Như là dạng sóng có thể được viết như phương trình 2.23. = = [ = (2.22) = 0 cho các số nguyên n, m và n = m. cho 0< t s(t) = (2.23) 0 cho các trường hợp khác Như một tín hiệu biểu diễn sự có mặt của một bin đơn, hay một cách dễ hiểu bin n đơn, tới một kí hiệu DMT đơn. Nếu s(t) lấy mẫu tại một tốc độ 2*N*ff, kết quả khác không của tín hiệu được đưa ra trong phương trình 2.24. = cho 0< k 2N (2.24) Trong một hệ thống DMT, N có thể hiện diện cho 1 bin lớn nhất truyền dẫn 1 tín hiệu. Tín hiệu này tại 1 tần số của Nff. Vì định lý Nyquist phát biểu rằng tần số mẫu cho một hệ thống phải bằng 2 lần tần số lớn nhất của hệ thống, khi đó 2Nff được chọn. Nếu chúng ta sử dụng biến đổi Fourier rời rạc (DFT) của sk sử dụng 2N điểm trong biến đổi, kết quả như phương trình 2.25. (2.25) cho m = n = cho m = 2N – n 0 cho các trường hợp khác Bởi vì DFT phân tích 1 tín hiệu sang những thành phần vùng tần số của nó, cho kết quả như là phương trình 2.25 không là ngạc nhiên. Đánh giá 1 cách đơn giản qua 2N điểm đã biến đổi, tín hiệu chỉ có năng lượng tại duy nhất một tần số. Giá trị khác 0 tại 2 điểm xuất hiện trong vùng tần số là vì, trong vùng tần số tần số là kết quả sau khi biến đổi 1 quang phổ 2 mặt. Tất cả các giá trị thực trong miền thời gian (phù hợp với sk), 2N điểm sẽ biểu lộ sự đối xứng liên hợp phức về trung tâm của các điểm. Đây là tương tự để có được thành phần những tần số dương và tần số âm kết quả từ 1 biến đổi fourier. Giá trị 0 trong phương trình 2.25 là kết quả từ không năng lượng được có mặt tại những tần số được miêu tả bởi những điểm này. Thực chất, phương trình 2.25 trình bày sự trực giao của hàm sin và hàm cos tại những tần số khác nhau, cũng như tại những tần số giông nhau. Kết quả của phương trình 2.25 gợi ý ra 1 phương pháp khác để đem lại một kí hiệu DMT. Thay vì ánh xạ đầu ra của bộ mã hoá chùm điểm sang biên độ của một hàm sin và cos, đầu ra có thể ánh sang số phức trong một véctơ. Giá trị từ X hay là trục cos có thể miêu tả phần thực của số phức, và giá trị Y, hay cường độ sin có thể miêu tả phần ảo của véctơ. Nếu đầu ra của tất cả các bộ mã hoá đựơc mã hoá sang véc tơ. Khi đó mỗi điểm véc tơ trình bày 1 bin DMT. Nếu N bin ra khỏi hệ thống DMT, véctơ phức hợp có thể có N nhập vào. Bao gồm cả liên hợp phức của gốc véctơ nhập vào để véctơ này như là véctơ mới có sự đối xứng liên hợp phức. Một sự biến đổi fourier ngược (IDFT) trên vectơ này sau đó có thể tạo ra 1 miền thời gian thực tương đương tới bộ điều chế DMT gốc như trong hình 2.21. Hình 2.22 chỉ ra phương pháp mới này của quá trình điều chế DMT. Hình 2.22 cũng chỉ ra một phương pháp giải điều chế DMT. Chú ý rằng nó dựa trên cơ sở hoạt động ngược của bộ điều chế khi đó 1 DFT được dùng thay vì 1 IDFT. Cách tiếp cận này trở nên có hướng bởi vì DFT đi từ miền thời gian đến miền tần số. Vì giá trị miền thời gian là thực, đầu ra của khối DFT có sự đối xứng liên hợp phức. Chỉ có một nữa đầu ra là cần thiết để đưa vào giải mã chùm sao. Việc thực hiện đầy đủ thường dùng biến đổi fourier nhanh (FFT) và biến đổi fourier ngược nhanh (IFFT) để thu được bộ điều chế và giải điều chế. Các bit ra Các bít vào Gán bin và mã hoá Thêm sau với liên hợp phức 2N điểm IFFT Song song tới bộ chuyển nối tiếp Kênh 2N đầu ra thực tới kênh 2N đầu ra thực từ kênh nối tiếp tới bộ chuyển song song 2N điểm FFT Tách liên hợp phức Gán bin và mã hoá Bộ điều chế N 2N 2N N 2N 2N Giải điều chế Hình 2.22 Điều chế DMT sử dụng một IDFT Hình 2.23 Máy phát VDSL sử dụng cho phương pháp DMT 2.3.1.4 Vấn đề ISI Kênh truyền làm méo tín hiệu truyền đi và làm cho các kí hiệu liên tiếp uyên nhiễu lẫn nhau bằng một hiện tượng gọi là ISI (Intersymbol Interference). Ở máy thu sử dụng một bộ phân đoạn (equalizer) để giảm ISI và vì vậy cải thiện được việc thực hiện của hệ thống trong khi vẫn giứ thiết bị ở mức không quá phức tạp. Khả năng của bộ phân đoạn trong việc phục hồi tín hiệu đã truyền phụ thuộc vào nhiều yếu tố như kiểu bộ phân đoạn, chiều dài các mạch lọc của nó. Nhìn chung, các bộ phân đoạn phi tuyến thực hiện tốt hơn các bộ phân đoạn tuyến tính và các mạch lọc dài thực hiện tốt hơn các mạch lọc ngắn. Bộ phân đoạn tốt nhất là bộ phân đoạn hồi tiếp quyết định (DFE), là một loại mạch phân đoạn phi tuyến sử dụng 2 mạch lọc và một thiết bị ra quyết định để hồi phục lại tín hiệu đã truyền đi. Hình 2.24 minh hoạ sơ đồ khối đơn giản của một DFE. Bộ rời mức (Slicer) quyết định điểm nào trong các điểm trong chùm sao điều chế là gần với tín hiệu nhận được nhất. Sau đó bộ rời mức hồi tiếp lại độ lệch tín hiệu hồi phục so với tín hiệu nhận được để trừ vào tín hiệu nhận được kế tiếp. Về lý thuyết cách này có thể loại trừ một phần ISI. Sau đó bộ lọc hồi tiếp lại đánh giá lượng ISI còn lại. Sau đó bộ lọc hồi tiếp đánh giá lại lượng ISI còn lại. Khi một lần nữa ngõ ra của bộ lọc hồi tiếp được trừ khỏi ngõ ra của bộ lọc nhận được tín hiệu thì lượng ISI còn lại cũng triệt tiêu. Feedforward Filter Feedback Filter Slicer Mặc dù DFE là một bộ phân đoạn tốt nhất nhưng nó có một vài nhược điểm. Trước tiên, mọi sai lầm của bộ rời mức đều được hồi tiếp và dùng để phát ra sự đánh giá sau này của ISI còn lại. Như vậy lỗi một bit có thể dẫn đến nhiều quyết định lỗi liên tiếp làm giảm đi sự phòng kháng nhiễu của cả hệ thống. Khi càng nhiều lỗi được hồi tiếp về hệ thống càng tồi tệ . Điều này người ta gọi là sự lan truyền lỗi. Hình 2.24 Sơ đồ khối DFE Để giảm bớt sự lan truyền lỗi của DFE, người ta sử dụng một kĩ thuật gọi là precoding. Precoding loại trừ được sự lan truyền lỗi nhưng lại đòi hỏi phải thay đổi máy phát dẫn đến tăng công suất phát. Precoding cũng loại trừ cả khả năng của một kĩ thuật cho phép DFE tự cấu hình nhanh chóng khi khởi động mà không cần liên hệ với máy phát gọi là kĩ thuật Blind training. Trong phương pháp điều chế nhiều sóng mang, Một kênh truyền được chia thành nhiều kênh độc lập nhau, mỗi kênh có một sóng mang riêng lẽ. DMT là điều chế nhiều sóng mang thực hiện truyền dẫn rất tốt với độ phức tạp tương đối. 2.3.1.5 Ưu nhược điểm của các phương pháp điều chế a. Phương pháp DMT Do điều chế DMT sử dụng đa sóng mang để truyền dẫn các tín hiệu với băng tần hẹp cho mỗi sóng mang nên DMT có một số ưu điểm, nhược điểm sau: Ưu điểm Truyền được tốc độ bit tối đa trong các khoảng băng tần nhỏ. Linh hoạt trong việc điều chỉnh tốc độ đường truyền. Mỗi kênh con mang một số bit cụ thể phụ thuộc vào tỉ số S/N. Do đó bằng việc điều chỉnh số bit trên một kênh, DMT có thể tự động điều chỉnh tốc độ bit dữ liệu. Nhược điểm Thiết bị rất đắt và phức tạp. Trong điều kiện thực tế do có nhiều xung đột kĩ thuật diễn ra mạnh với các điều kiện kĩ thuật không đạt ở mức tối ưu việc áp dụng DMT vào là gặp nhiều khó khăn. b. Phương pháp CAP Ưu điểm CAP dựa trên QAM một cách trực tiếp nên nó là một kĩ thuật hoàn thiện dễ hiểu. Có thể thích ứng tốc độ nhờ việc thay đổi kích cỡ chùm sao mã hoá hoặc bằng cách tăng hoặc giảm băng tần. Mạch thực hiện đơn giản. Nhược điểm Do không có sóng mang nên năng lượng suy giảm nhanh trên đường truyền và tín hiệu thu chỉ biết biên độ mà không biết pha do đó đầu thu phải có bộ thực hiện chức năng quay nhằm xác định chính xác điểm tín hiệu. c. Phương pháp QAM do điều chế QAM sử dụng một sóng mang đơn nên QAM có một số ưu nhược điểm sau: Ưu điểm Có thể thích ứng tốc độ nhờ việc thay đổi kích cỡ chùm sao mã hoá hoặc bằng cách tăng hoặc giảm băng tần. QAM có hiệu quả mạnh mẽ hơn DMT trong các điều kiện thay đổi vì QAM đòi hỏi tính toán ít hơn, kích thước nhỏ hơn, điều đó có nghĩa tiêu thụ ít năng lượng ít hơn và giá rẽ hơn. Mạch thực hiện đơn giản. Nhược điểm Tuy nhiên, số trạng thái của QAM càng lớn tỉ số tín hiệu trên tạp âm càng phải lớn để đảm bảo cùng một tỷ lệ BER cho phép. SNR cần thiết cho các hệ thống để đảm bảo BER< 10 -7 được thống kê theo bảng sau: Bảng 2.7 SNR của các hệ thống thoả mãn BER<10-7 Số bít/kí hiệu QAM SNR (dB) 4 QAM 16 21.8 6 QAM 64 27.8 8 QAM 256 33.8 9 QAM 512 36.8 10 QAM 1024 39.8 12 QAM 4096 45.8 14 QAM 16384 51.8 Sự tương quan giữa SNR với tỉ số lỗi bit BER phụ thuộc vào số trạng thái mà sơ đồ dùng để mã hoá được mô tả trên hình 2.25. SNR (dB) 10-10 BER 10-7 Vùng không chấp nhận được QAM-64 QAM-32 QAM-16 QAM-4 21,8 27,8 Hình 2.25 Mối quan hệ giữa các trạng thái QAM và SNR, BER Như vậy để đảm bảo BER cho phép, nếu tổ hợp bít càng lớn thì yêu cầu công suất phát càng cao và đó chính là hạn chế chính để đẩy cao tốc độ bít trên kênh truyền. 2.3.2 Phương pháp truyền dẫn song công Hầu hết các hệ thống FDD đều xác định hai kênh hay nhiều hơn và ít nhất là một kênh truyền dẫn chiều chiều lên và một kênh cho truyền dẫn chiều chiều xuống. Các kênh này tách rời nhau về tần số nên gọi là song công phân tần. Vấn đề trong thực hiện các hệ thống song công phân tần là độ rộng và vị trí các dải tần dành cho các kênh truyền dẫn chiều lên và chiều xuống. Hình 2.26 là một sơ đồ thu phát theo FDD đơn giản. Hình 2.26 Sơ đồ thu phát theo FDD Hình 2.27 minh hoạ trường hợp song công phân tần đơn giản nhất cung cấp một dải tần chiều lên và một dải tần chiều xuống. Như hình vẽ minh hoạ, dải tần chiều lên Hình 2.27 Vị trí điển hình của các kênh chiều lên và chiều xuống trong FDD Có thể được bố trí có thể nằm trên hay nằm dưới dải tần chiều xuống. Một hệ thống DSL khả thi có thể hoạt động trên các đường dây ở tầm cự ly từ 300 m đến 1,5 km hay dài hơn. Như đã nói như ở các phần trước, suy hao đường dây sẽ ngày càng nhanh cùng với tần số trên các vòng thuê bao dài. Vì vậy độ dài đường dây thuê bao càng tăng thì dải tần hữu dụng của đường dây sẽ càng giảm. Để cho phép truyền dẫn thành công, cả hai kênh chiều xuống và chiều lên phải được bố trí trong dải tần hữu dụng. Nếu dải tần hữu dụng nhỏ hơn fL thì hoặc là kênh chiều xuống hoặc là kênh chiều lên bị biến mất làm cho truyền dẫn song công không thực hiện được. Một điều căn bản khác cần lưu ý khi thiết kế các hệ thống song công phân tần là độ rộng dải của các kênh chiều xuống và chiều lên. Sự lựa chọn đúng đắn các độ rộng dải phụ thuộc vào tốc độ dữ liệu cần thiết và tỷ số tốc độ dữ liệu giữa hai chiều chiều xuống và chiều lên. Vị trí giải thông thích hợp cho truyền tải dữ liệu bất đối xứng 8:1 khác nhiều so với vị trí dải thông hỗ trợ tốc độ dữ liệu đối xứng. Việc lựa chọn độ rộng dải các kênh chiều xuống và chiều lên thêm phức tạp kh