Đồ án Ứng dụng xử lí tín hiệu cho truyền thông Ultra-Wideband

g thông tin. Một vài kĩ thuật điều chế truyền thống không thích hợp với truyền thông UWB. Ví dụ, phương pháp điều tần (FM) khó áp dụng cho UWB bởi vì mỗi xung mang rất nhiều thành phần tần số làm nó rất khó điều chế. Chú ý rằng không nên nhầm với ghép kênh phân chia theo thời gian (FDM-frequency division multiplexing) là kĩ thuật hoàn toàn khác để phân biệt các kênh truyền thông dựa vào các khoảng tần số lớn. Hình 3.2 Minh hoạ PPM và BPSK trong truyền thông UWB Chúng ta hãy kiểm tra các kĩ thuật điều chế lần lượt có thể: Thứ nhất, chúng ta kiểm tra hai kĩ thuật phổ biến nhất: PPM và BPSK. Một so sánh đơn giản của hai phương pháp được chỉ ra trên hình 3.2. Trong hình 3.2(a) đưa ra một chuỗi xung không điều chế để so sánh. Một ví dụ cho PPM, xung biểu diễn thông tin “1” được phát ở các khoảng thời gian được xác định bằng chu kì lặp xung. Xung biểu diễn thông tin “0” được phát trễ so với vị trí thông thường này một khoảng nhỏ như trong hình 3.2(b). Với BPSK xung đảo biểu diễn bit “0” trong khi xung không đảo biểu diễn bit “1”. Điều này được minh hoạ trong hình 3.2(c) Trước đây UWB là hệ thống băng gốc không sử dụng sóng mang. Tuy nhiên việc sử dụng sóng mang để dịch các monocycle, với băng tần khoảng 500 MHz , đến tần số trung tâm cao đã được đề nghị áp dụng với các hệ thống UWB gần đây, đó là cơ sở của phương pháp OFDM đối với UWB. Phương pháp OFDM thực hiện đối với hệ thống UWB rất hiệu quả do phổ tần của hệ thống UWB rất lớn. Nó chia băng tần rất lớn của UWB ra thành các băng có độ rộng cỡ 500 MHz, và thực hiện truyền dẫn dữ liệu song song trên các băng tần này. Tuy nhiên, phương pháp này không được đề cập nhiều trong nội dung đồ án này. 3.1.1 Điều chế vị trí xung (PPM) Xét trường hợp điều chế nhị phân, trong khi bit ‘0’ được biểu diễn bởi một xung ở thời điểm quy định, bit ‘1’ được trễ một khoảng thời gian tương đối so với thời điểm quy định (bit ‘0’). Về mặt toán học có thể biểu diễn tín hiệu là : (3.1) Trong đó wtr(t) là dạng xung và: (3.2) Giá trị củacó thể chọn thuỳ thuộc vào đặc điểm tự tương quan của xung. Hàm tự tương quan của xung có thể định nghĩa (3.3) Hình 3.3: Các dạng xung PPM với các bit ‘1’ và ‘0’ Chẳng hạn khi chúng ta muốn cải thiện PPM chuẩn với các tín hiệu trực giao, giá trị tối ưu của giá trị(chúng ta gọi là ) là giá trị thoả mãn (3.4) Hình 3.3 chỉ ra trường hợp đặc biệt trong đó bit dữ liệu ‘1’ được phát ở thời điểm trễ so với thời điểm danh định một lượng, trong đó quy định bit ‘0’ được phát ở thời điểm danh định. Hệ số điều chế tối ưu thay đổi khi sử dụng các dạng xung khác nhau. Hiệu năng lí thuyết trong kênh AWGN có thể đạt được với các xung không chồng lấn, trực giao với hệ số điều chế . Tuy nhiên hiệu năng BER và tốc độ dữ liệu cao đạt được nếu hệ số điều chế với tại những giá trị của độ trễ làm cho hàm tự tương quan cực tiểu. Hệ số điều chế tối ưu không phụ thuộc vào độ rộng xung bởi vì định nghĩa của tỉ lệ tương đối của độ rộng xung. Khi bậc đạo hàm tăng lên, giá trị BER cực tiểu đạt được với giá trị nhỏ hơn, và do đó đạt được hiệu năng BER tốt hơn. Hình 3.4 đưa ra hàm tự tương quan chuẩn hoá của một số loại xung khác nhau, và xem xét cả với các độ rộng xung khác nhau. Bảng 3.1: Các giá trị độ dịch thời gian tối ưu với BPPM trong kênh AWGN Dạng sóng tối ưu Đạo hàm bậc hai 0.292683Tp Đạo hàm bậc ba 0.243902Tp Đạo hàm bậc bốn 0.219512Tp Đạo hàm bậc năm 0.195122Tp Hai đặc điểm đặc biệt của PPM: • Các hệ số tự tương quan của các dạng sóng Gaussian có cả các giá trị dương và âm. Điều này giải thích tại sao nó có thể đạt được hiệu năng BER tốt hơn với giá trịnhỏ hơn Tp so với trường hợp điều chế các xung trực giao về thời gian có lớn hơn Tp ( ngụ ý các tín hiệu trực giao thời gian do giá trị của hàm tự tương quan coi như bằng 0, hình 3.4). • Các hệ số tự tương quan cực tiểu tại một số giá trị , tương ứng với các trường hợp hiệu năng BER cực đại. Dạng của hàm tự tương quan cung cấp phương pháp lựa chọn giá trị tối ưu của trong trường hợp kênh AWGN. Giá trị của có thể cố định một giá trị ưu tiên với một dạng xung UWB được chọn. Giá trị tốt nhất để sử dụngcó thể xác định khi tính toán hệ số tự tương quan của xung đã chọn. Giá trị tối ưu của cho mỗi dạng sóng được chỉ ra trên Bảng 3.1. Hình 3.4: Hàm tự tương quan chuẩn hoá của các dạng sóng khác nhau, và với một số độ rộng xung khác nhau trong đó tp1=0.7521 ns, n=2,5,14; tp2=0.5 ns, n=2,5; với n là bậc của xung Gaussian. 3.1.2 Điều chế pha hai trạng thái (BPSK) Điều chế pha hai trạng thái có thể định nghĩa như là một phương pháp điều chế dạng xung. Do pha trong hệ thống truyền thông sóng sin kết hợp với độ trễ của sóng sin, sử dụng thường xuyên thuật ngữ pha trong UWB có thể gây lầm lẫn. Tuy nhiên, sử dụng thuật ngữ BPSK đã trở nên phổ biến trong lí thuyết UWB, do đó nó vẫn được tiếp tục sử dụng ở đây. Điều chế pha hai trạng thái dễ hiểu bởi nó được điều chế bằng cách đảo dạng xung của một xung nào đó; do đó có công thức sau: (3.5) Để tạo hệ thống nhị phân dựa vào phương pháp đảo xung cơ bản p(t). Tham số thường được biết là trọng số xung, nhưng ở đây nó được gọi là tham số dạng. Với một hệ thống nhị phân hai dạng xung s1, s2 được định nghĩa đơn giản là s1=p(t) và s2=-p(t). Bởi vì PPM luôn luôn phải trễ các xung, trong giới hạn khi các xung được phát liên tục PPM sẽ luôn “lãng phí” thời gian khi xung không được phát. Nếu PPM trễ một xung thì BPSK có thể phát lượng xung gấp đôi, và do đó gấp đôi lượng thông tin, qua đó với một hệ thống với mọi yếu tố khác tương đương hệ thống điều chế BPSK có tốc độ gấp đôi. Một lợi ích khác của BPSK là giá trị trung bình của bằng không. Điều này có lợi lớn trong việc loại bỏ các đường răng lược hay đỉnh phổ trong phổ mà chúng ta đã giới thiệu trong chương 1, mà không cần “ngẫu nhiên hóa”. Điều chế pha hai trạng thái trong hệ thống UWB có một số ưu điểm sau: ● Thứ nhất, nó cho thấy tỉ lệ công suất đỉnh tới trung bình nhỏ hơn 8 dB. Do đó, điều pha hai trạng thái không cần bất cứ điod tunnel hay mạch khuyếch đại công suất nào. Thay vào đó nó có thể hoạt động trực tiếp từ IC CMOS tốc độ cao công suất thấp. ● Cuối cùng, lí do của đồng bộ, điều chế pha hai trạng thái giảm các yêu cầu về rung pha. Trong PPM, quá trình đồng bộ phải bao gồm các phần tử điều khiển nhanh và chính xác để phù hợp với các thời điểm xung đến tuỳ ý. Nhưng hệ thống điều pha hai trạng thái cần chỉ một đồng hồ ổn định, nhiễu pha thấp bởi vì các xung xuất hiện ở các thời điểm cách nhau cố định. Kết quả là công suất thấp hơn và mạch đơn giản hơn. Mặc dù PPM và BPSK đã đề cập ở trên tạo thành các phương pháp chủ yếu để thực hiện điều chế trong các hệ thống truyền thông UWB, các phương pháp khác cũng đã được đề nghị như PAM, OOK và PSM. Trong hình 3.5(a) một chuỗi xung chưa điều chế để so sánh. Trong hình 3.5(b) là một ví dụ của điều chế biên độ xung trong đó xung với biên độ lớn biểu diễn “1” và biên độ nhỏ hơn biểu diễn “0”. Hình 3.5(c) chỉ ra một ví dụ của điều chế xung trực giao trong đó bit “1” được biểu diễn bởi xung Hermitian cải tiến bậc 3 và bit “0” được biểu diễn bởi xung Hermitian bậc 2. 3.1.3 Điều chế dạng xung (PSM) Trong truyền thông sóng dạng sin băng hẹp, các hàm sin và cos trực giao tạo nền tảng cho truyền sóng. Trong UWB chúng ta tạo các dạng xung có đặc tính trực giao với nhau. Điều chế dạng xung (PSM) sử dụng các dạng sóng khác nhau trực giao để biểu diễn bit ‘0’ và ‘1’. Giả sử sử dụng hai dạng sóng trực giao để điều chế tín hiệu. Xung phát đi có thể biểu diễn là: (3.6) Trong đó và và biểu diễn hai dạng sóng khác nhau. Hai dạng sóng và được gọi là trực giao nếu chúng thoả mãn: (3.7) 3.1.4 Điều chế biên độ xung Điều chế biên độ xung (PAM) cho UWB có thể biểu diễn trong biểu thức (3.8) Trong đó tham số dạng xungcó giá trị dương. Ví dụ chúng ta đặt và có tập hợp xung nhị phân s1=p(t), s2=2p(t). Nói chung, điều chế biên độ xung là phương pháp không được ưa dùng trong truyền thông khoảng cách cực ngắn. Nói chung, những lí do chủ yếu bao gồm thực tế là tín hiệu điều chế biên độ có biên độ nhỏ hơn thường bị ảnh hưởng bởi tạp âm nhiều hơn so với tín hiệu có biên độ lớn. Hơn nữa, công suất cần thiết để phát xung càng lớn với xung có biên độ càng lớn, trong khi công suất phát rất giới hạn trong hệ thống UWB .Hình 3.5: PAM, PSM và OOK trong truyền thông UWB 3.1.5 Khoá bật- tắt Khoá bật tắt (OOK) với UWB có thể coi thuộc loại điều chế dạng xung trong đó tham số dạng xung là 0 hoặc 1, được chỉ ra trên biểu thức (3.9) (3.9) Ví dụ, xung “bật” được tạo ra khi và xung “tắt” được tạo ra khi ; qua đó, s1=p(t) và s2=0. Khó khăn chủ yếu của OOK là sự xuất hiện của hiện tượng đa đường, các thành phần đa đường đến bộ thu gây khó khăn cho việc xác định sự vắng mặt của một xung tương ứng với bit ‘0’. Khóa bật tắt thường là phương pháp điều chế nhị phân, tương tự như BPSK, nhưng không thể mở rộng thành điều chế M trạng thái như PPM, PAM, và PSM. 3.1.6 Mẫu tín hiệu Trải phổ Như đã nói ở chương 1 phổ của chuỗi xung liên tục tạo thành các vạch phổ tương ứng là bội của tần số lặp xung. Điều này hạn chế công suất phát của tín hiệu UWB vì các đỉnh phổ có thể vi phạm mặt nạ phổ công suất. Có hai kĩ thuật sử dụng để ngẫu nhiên hoá xung tín hiệu là trải phổ nhảy thời gian (TH) và trải phổ chuỗi trực tiếp (DS). Một kí hiệu được phát được trải trên N monocycle để đạt được độ lợi xử lí có thể lấn át được tạp âm và nhiễu. Điều này tương tự như phương pháp được sử dụng trong các hệ thống trải phổ. Độ lợi xử lí theo dB thu được là (3.10) Không giống như các hệ thống trải phổ, xung (chip) không cần thiết phải chiếm toàn bộ thời gian chip. Điều này có nghĩa là tỉ lệ thời gian chiếm (duty cycle) có thể rất nhỏ. Bộ thu chỉ cần “nghe” kênh trong khoảng tỉ lệ nhỏ về thời gian giữa các xung. Ảnh hưởng của các nguồn nhiễu liên tục do đó giảm đi và chỉ bị ảnh hưởng rõ ràng trong khoảng thời gian bộ thu cố gắng thu xung. Điều này làm tăng độ lợi của hệ thống do làm giảm ảnh hưởng của nhiễu. Độ lợi xử lí do tỉ lệ thời gian chiếm thấp là: (3.11) Trong đó Tf là chu kì xung và Tp là độ rộng xung Tổng độ lợi xử lí thu được là: (3.12) 3.1.6.1 Mẫu tín hiệu trải phổ nhảy thời gian Khái niệm của TH-UWB được biểu diễn trên hình 3.6. Các monocycle TH-PPM trải năng lượng tín hiệu trên dải tần vô tuyến, giảm các xung nhọn trên phổ của chuỗi xung. Khi xử dụng mã PR để xác định thời điểm truyền dẫn trong một khung thời gian lớn, phổ của các xung phát sẽ rất giống nhiễu trắng. Hình 3.6: Khái niệm hệ thống nhảy thời gian Trong các hệ thống TH các người dùng phân biệt nhau bằng các mã PR khác nhau có chiều dài N. Trong một khung có N vị trí truyền dẫn có thể, nên trong trường hợp lí tưởng có tối đa M=N người dùng có thể hoạt động đồng thời mà không gây nhiễu. Trong chế độ TH, tín hiệu điều chế cho người dùng thứ m là: Với điều chế PAM: (3.13) Với điều chế PPM: (3.14) Với PSM là: (3.15) Trong đó w(t) là dạng xung, dk là bit dữ liệu thứ k. Khung thời gian Tf là chu kì phát giữa các xung. Mã nhảy thời gian (cp)j là chip thứ j của mã PR nó là các số nguyên được sử dụng để nhảy giả ngẫu nhiên cho người dùng thứ k tại xung thứ j, và Tc là thời gian trễ tối thiểu có thể tạo được từ việc nhảy thời gian giả ngẫu nhiên đó. TH cực tiểu khả năng xung đột giữa các người dùng sử dụng các mã nhảy thời gian khác nhau và do đó nó cung cấp khả năng đa truy nhập giữa các người dùng khác nhau. Trong TH-UWB làm tỉ lệ thời gian chiếm thấp. Mỗi xung trong một chuỗi xung có thời điểm truyền dẫn danh định, nó được xác định bởi tần số lặp xung (RPF). Đối với các phương pháp điều chế không phải là PPM vị trí danh định xác định bởi các thời điểm lặp xung trong chuỗi tín hiệu . Đối với điều chế vị trí xung (PPM) vị trí danh định này thay đổi so với vị trí trên một khoảng nữa để mang thông tin cần điều chế (điều chế vị trí mang thông tin chẳng hạn với xung truyền sớm biểu diễn bit ‘0’ còn xung truyền đúng hoặc trễ so với vị trí danh định biểu diễn bit ‘1’). Khoảng thời gian truyền dẫn thực tế khi trải phổ TH được thay đổi so với vị trí truyền dẫn danh định cho mỗi người dùng bằng một mã PR duy nhất. Trước khi trải phổ và điều chế tín hiệu lặp với tần số Tf, PSD của tín hiệu xuất hiện những đỉnh phổ là bội của tần số 1/Tf. Khi mã TH có độ dài N được đưa vào trải phổ thì các đỉnh phổ cách nhau một khoảng 1/(NTf). Điều này làm công suất tín hiệu phát trải đều hơn, dễ thoả mãn mặt nạ phổ của FCC hơn. Khoảng lặp xung (xác định độ dài của mỗi khung nhảy thời gian) được xác định bởi số lượng người dùng nhân với độ rộng của một khe thời gian trong một khung nhảy thời gian: (3.16) Trong đó Tsl là độ rộng của mỗi khe thời gian và NU là số người dùng. Số lượng người dùng không chồng lấn tối đa được xác định bởi độ dài của mã PR (3.17) Trong đó n là số lượng bit trong chuỗi PR. Độ dài của mỗi khe thời gian nên lớn hơn hai lần độ rộng xung, bởi vì như thế sẽ đủ thời gian trong một khe thời gian truyền bit ‘1’ hoặc ‘0’. Đó là ở đây giả thiết hệ số điều chế . Giả thiết này nhằm giảm thiểu khả năng chồng lấn giữa các xung. Nói chung, độ rộng của một khe thời gian được xác định như sau: (3.18) Trong đó là độ trễ (hệ số điều chế) sử dụng trong PPM. Ví dụ, nếu số lượng người dùng là 31 và độ rộng xung là 800 ps, độ rộng của khe thời gian trong đó xung được phát đi tối thiểu là 1.6 ns. Điều này dẫn đến tần số lặp xung là nhỏ hơn 21 MHz. Bằng cách lựa chọn số lượng xung trên một kí hiệu là 200, độ lợi xử lí đạt được là hơn 41 dB. Mặt khác nếu coi Tf là cố định thì độ dài của mã bị giới hạn bởi . (3.19) Không thể có dấu đẳng thức ở vế trái của đẳng thức vì luôn phải có một khoảng trễ nhất định trước các thời điểm lặp xung (xác định bởi Tf) để bộ tương quan hoàn tất việc tập hợp năng lượng từ một xung trước khi thực hiện tập hợp năng lượng từ xung tiếp theo. Trong TH (3.20) Trong đó Tmono là độ rộng xung. Độ chiếm chu trình (tỉ lệ thời gian chiếm )được xác định trực tiếp từ phần trăm thời gian bộ phát hoạt động và còn chỉ ra tỉ số tín hiệu trên tạp âm sau trải phổ SNR’: (3.21) Trong đó SNR là tỉ số tín hiệu trên tạp âm trên kênh vật lí được đặt theo thuật ngữ kênh là SNR. Tỉ số tín hiệu trên tạp âm sau giải trải phổ được đặt tên theo thuật ngữ tách sóng là SNR’. Và đây là tỉ số tín hiệu trên tạp âm thực tế trên thiết bị quyết định tại thời điểm quyết định. 3.1.6.2 Trải phổ chuỗi trực tiếp Khi sử dụng kĩ thuật DS một mã PR được sử dụng để tải bít dữ liệu lên nhiều chip, rất giống với các hệ thống trải phổ thông thường. Trong trường hợp các hệ thống UWB, xung đóng vai trò là các chip trong DS. Nó được áp dụng chủ yếu cho PAM, PSM, OOK. PPM sử dụng TH sẽ thuận tiện hơn nhiều do đặc điểm nhảy thời gian trong điều chế tín hiệu. Hình 3.7 chỉ ra cấu trúc bit cho tín hiệu DS. Dạng sóng hình chữ nhật chỉ các chip. Hình 3.7: Khái niệm hệ thống trải chuỗi trực tiếp Tín hiệu s(t) PAM hay OOK cho người dùng thứ m có thể biểu diễn là: (3.22) Với PSM là (3.23) Trong đó dk là bit dữ liệu thứ k, (cp)j là chip thứ j của mã PR, w(t) là dạng xung, N biểu diễn số lượng xung sử dụng trên mỗi bit dữ liệu, Tc là độ rộng chip, mã PR có các giá trị lưỡng cực giả định là {-1,+1}, độ rộng bit là Td=NTc=NTp. Khi sử dụng hệ thống DS, các xung truyền dẫn liên tục và do đó Nf xung được phát mỗi Tf và mỗi xung được coi là một chip. Điều này có nghĩa là hệ số trải phổ thu được là: (3.24) Và giống như trường hợp TH tỉ số tín hiệu trên tạp âm ở mạch quyết định là : (3.25) 3.1.7 Tổng kết về các phương pháp điều chế Ở trên tôi đã đề cập đến các loại điều chế hai trạng thái có thể được sử dụng trong truyền thông UWB, phương pháp điều chế nhiều trạng thái cũng có thể áp dụng cho truyền thông UWB từ các phương pháp điều chế trên (ngoại trừ trường hợp OOK). Khi sử dụng M-PAM để điều chế tín hiệu, các xung phát với M biên độ khác nhau mang log2(M) bit thông tin, trong khi M-PPM dịch xung tới một trong M vị trí khác nhau trong một chu kì xung và mang cùng một lượng thông tin như trên. Trong M-PPM đặt xung ở M vị trí khác nhau có thể gây ra chồng lấn. Điều này có thể dẫn đến giảm dung lượng kênh khi độ nhạy đối với tạp âm tăng lên do khi các kí hiệu đặt quá gần nhau sẽ làm giảm chênh lệch giữa các ngưỡng quyết định ở đầu thu. Trong nội dung đề tài này tôi chỉ xem xét M-PPM và 2-PPM với mức chồng lấn tối ưu thu được bằng cách cực tiểu hàm tự tương quan. Một điều thú vị khác nữa là có thể sử dụng kết hợp cả M-PAM và M-PPM. Có thể thực hiện điều này là do bản chất xung của tín hiệu UWB làm cho hai phương pháp điều chế trực giao với nhau. Loại điều chế đặc biệt này gọi là Điều chế biên độ và vị trí M- trạng thái (M-PPAM). Trong các hệ thống truyền thông băng hẹp thông thường lựa chọn tham số M trong điều chế M trạng thái là tương đối phức tạp phụ thuộc vào các tham số của kênh như SNR. Điều này dẫn đến các phương pháp điều chế thích ứng trong đó có thể điều chỉnh M để tối đa hiệu năng của hệ thống. Một ví dụ là một hệ thống modem dial up hiện nay trong quá trình thiết lập kết nối thực hiện xác định giá trị lớn nhất của M có thể sử dụng truyền thông tin cậy. Hiệu năng của các phương pháp điều chế trong kênh AWGN Theo phụ lục C [11] bộ thu tương quan là tối ưu trong kênh AWGN không nhớ và để đạt được bộ thu tối ưu phải có M bộ tương quan với các hàm trực chuẩn cơ sở của các dạng sóng sm(t), trong đó M là chiều của tín hiệu và m=1…M. Quyết định cứng có thể được thực hiện để xác định giá trị của m tối thiểu khoảng cách Euclidian giữa các dạng sóng thu được và sm(t). Trong trường hợp BPSK và BPPM chỉ cần bộ một bộ tương quan và ước lượng bit thông tin từ biểu thức: (3.26) Trong đó scorr(t) là dạng xung mẫu (template waveform). Nếu điều chế BPSK thì scorr(t)=prx(t), trong đó prx(t) là monocycle thu được và BER có thể tính được (xem phụ lục C.2 [11]). Tính toán đến cả tỉ số tín hiệu trên tạp âm tăng lên một lượng băng hệ số trải phổ thì BER trở thành: (3.27) Với điều chế BPPM và BER thu được (xem phụ lục C.3 [11]) (3.28) Trong đó (3.29) Là hàm tự tương quan chuẩn hoá của monocycle với độ trễ . Có thể so sánh từ (3.27) và (3.28) là BPSK lợi 3 dB so với BPPM khi . Điều này không có gì lạ vì thời gian tích phân hiệu dụng trong trường hợp BPPM lớn gấp hai lần so với trong BPSKvà do đó công suất nhiễu thu được lớn gấp hai lần trong khi có cùng công suất tín hiệu thu. Nếu sử dụng BPPM có chồng lấn thì lợi thế của BPSK sẽ giảm đi cũng không thể đạt được BER như trong BPSK. Khi sử dụng QPPAM cần hai bộ tương quan. Một có xung mẫu là prx(t) và một có xung mẫu là . Các tính toán về BER được thực hiện ở phụ lục C.4 [11], chỉ ra rằng không thể biểu diễn BER trong trường hợp này một cách chính xác. Thay vào đó có xấp xỉ: (3.30) Với giả thiết là và . Mô phỏng các phương pháp điều chế khác nhau được thực hiện ở hình 3.9 để kiểm tra các kết quả phân tích ở trên. Cả hệ thống TH và DS đều sử dụng xung Gaussian bậc 7. Lí do để sử dụng trong trường hợp BPPM chồng lấn là tương ứng với giá trị độ chồng lấn này làm cực tiểu hàm tự tương quan chuẩn hoá . Giá trị này của do đó tương ứng với hiệu năng tối nhất có thể đạt được khi sử dụng hệ thống BPPM chồng lấn. Hình 3.8: mô phỏng các hệ thống một người dùng UWB trong kênh AWGN Kết luận thu được là để tối đa hiệu năng của hệ thống UWB, nên sử dụng BPSK. Phần tiếp theo của đồ án này sẽ trọng tâm vào điều chế BPSK. Các phương pháp điều chế cho truyền thông UWB trên bảng 3.2 tổng kết các ưu điểm và nhược điểm của các phương pháp điều chế. Bảng 3.2: Ưu điểm và nhược điểm của các phương pháp điều chế khác nhau Phương pháp điều chế Ưu điểm Nhược điểm PPM Đơn giản Cần xử lí thời gian chính xác BPSK Đơn giản, hiệu quả Chỉ điều chế nhị phân PSM Đa truy nhập trực giao Phức tạp PAM Đơn giản Ảnh hưởng bởi tạp âm OOK Đơn giản Chỉ điều chế nhị phân, ảnh hưởng nhiều bởi tạp âm 3.2 Bộ phát Sơ đồ khối bộ phát UWB tổng quát được chỉ ra trên hình 3.10. Thứ nhất, dữ liệu được tạo bởi các ứng dụng tách biệt ở tầng vật lí của bộ phát. Các ứng dụng có thể là thuê bao e-mail hoặc duyệt web trong một máy tính cá nhân, ứng dụng lịch trong thiết bị PDA, hoặc dữ liệu số từ máy chơi DVD. Từ đặc điểm của tầng vật lí dữ liệu có thể là bất cứ thứ gì. Phần này của thiết bị vô tuyến thường gọi là “back end”. Hình 3.9 Sơ đồ khối thu phát UWB chung Dòng thông tin nhị phân được vượt qua phần “front end”, đó là một phần của bộ phát chúng ta đề cập. Các phương pháp điều chế cao hơn là được sử dụng điều chế nhị phân có thể chuyển các bit vào kí hiệu, với mỗi kí hiệu biểu diễn nhiều bít. Các kí hiệu này được ánh xạ tới một dạng xung. Các dạng xung được tạo ra bởi bộ tạo xung. Cần thiết có mạch định thời chính xác để gửi các xung ra ở từng khoảng yêu cầu. Nếu PPM thì cần định thời cần chính xác hơn, thường nhỏ hơn một độ rộng xung. Các xung sau đó có thể được điều chỉnh biên độ trước khi phát. Nói chung, để đạt được yêu cầu phổ công suất thông thường không cần hệ số khuyếch đại lớn và có thể bỏ qua. Đây là mẫu bộ thu phát cực kì đơn giản, nó bỏ qua phương pháp sửa lỗi trước, nó phục vụ mục đích mô tả các bộ thu phát tương đối đơn giản. 3.3 Các kĩ thuật đa truy nhập áp dụng trong UWB Xác suất có nhiều người dùng truy nhập vào hệ thống là vấn đề quan trọng trong truyền thông UWB, bởi vì các ứng dụng thực tế sẽ yêu cầu nhiều hơn một người sử dụng hoạt động trong môi trường ở một thời điểm. Mục này qua đó sẽ nghiên cứu các phương pháp khác nhau giải quyết vấn đề này. Cơ bản là có 3 phương pháp cho các người dùng riêng biệt họ sử dụng cùng một môi trường. ■ Đa truy nhập phân chia theo tần số (FDMA): Các người sử dụng riêng biệt có node trung tâm gán cho một băng tần cố định cho mỗi người dùng. ■ Đa truy nhập phân chia theo thời gian (TDMA): Kênh được chia thành một số khoảng thời gian không chồng lấn gọi là khe thời gian, chúng có chu kì. Mỗi người dùng sau đó được gán một khe thời gian bởi node trung tâm. ■ Đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA): Mỗi người dùng có một mã duy nhất, để mã hoá truyền dẫn sao cho đầu thu có thể giải điều chế. Do đó mỗi người dùng phân biệt với nhau bởi mã của chúng. Có ba cách cơ bản thực hiện CDMA: ● Nhảy tần (FH): Hoạt động giống như FDMA ngoại trừ băng tần sử dụng được xác định bởi mã tại mỗi thời điểm truyền dẫn. ● Nhảy thời gian (TH): Hoạt động giống như TDMA ngoại trừ khe thời gian sử dụng được xác định bởi mã tại mỗi thời điểm truyền dẫn. ● Trải phổ trực tiếp (DS): Dữ liệu được nhân với mã ở cả hai phía phát và thu và các đặc tính mã cho phép người dùng thích hợp giải điều chế tín hiệu. Các hệ thống FH-CDMA không được quan tâm nhiều hơn trong đồ án này, bởi vì hiệu năng của FH tương đương với TH, nhưng sẽ cần hệ thống phức tạp hơn để thực hiện nhảy tần. Trọng tâm của đồ án là nghiên cứu các hệ thống đa truy nhập dựa trên CDMA TH và DS. Phối hợp các phương pháp đa truy nhập đưa ra ở trên có thể thực hiện phụ thuộc vào hệ thống. Một ví dụ là hệ thống TH phát một vài xung trên một bit và đồng thời mã hóa mỗi xung này như là một chip trong hệ thống DS. Sự phân biệt người dùng có thể thực hiện bằng cách sử dụng mã TH và DS hoặc cả hai. Phương pháp kết hợp có vẻ ngày càng được chấp nhận trong IEEE 802.15a. Ưu điểm của phương pháp kết hợp nằm ở thực tế là có thêm nhiều tham số để điều chỉnh dung lượng của hệ thống một cách mềm dẻo hơn. Bằng cách sử dụng phương pháp này một chuẩn có thể được tạo ra bao gồm nhiều cấu hình khác nhau của các hệ thống UWB có thể tương thích. Hiệu năng của các thiết bị UWB do đó có thể đáp ứng tốt hơn nhu cầu và giá cả của thị trường. Ví dụ một hệ thống với tầng vật lí đa băng được đưa ra bởi công ty General Atomics tới nhóm IEEE 802.15a [13]. Trong đề nghị này băng tần được chia thành 20 kênh trong FH và hệ thống UWB có thể được đánh giá dựa vào có bao nhiêu băng và loại điều chế nào là thích hợp. Giải pháp kết hợp không phải là giải pháp được trình bày trong đồ án này. Thực tế các giải pháp dựa vào TH hoặc DS CDMA trong mỗi piconet được nghiên cứu. Nhiệm vụ nghiên cứu các hệ thống đa băng là nội dung tương lai. 3.3.1 Nhảy thời gian (TH) Nhảy thời gian (TH) thực hiện đa truy nhập bằng cách chia kênh thành khe thời gian không chồng lấn như ở hình 3.10. Hình 3.10: Chia các kênh thành các khe thời gian không chồng lấn Các người dùng được cho phép sử dụng khe thời gian gán cho họ bằng mã nhảy thời gian riêng. Nghĩa là không cần điều khiển tập trung nhưng điều này có thể dẫn đến các người dùng cố gắng sử dụng cùng một khe thời gian ở cùng một thời gian gây ra xung đột. Nói cách khác, nếu các người dùng không đồng bộ, xung đột có thể xảy ra, chồng lấn hai khe thời gian khi tham chiếu thời gian của các người dùng là khác nhau. Truyền dẫn chỉ diễn ra trong 1/SF phần của thời gian và công suất phát trong mỗi khe thời gian cho trước phải lớn hơn SF lần công suất phát trung bình. Do đó đây là bằng chứng về lợi ích so với hệ thống không trải phổ sử dụng mỗi xung trên một bit, độ lợi xử lí là PG=Ns.SF. Điều này đúng là vì công suất tín hiệu thu ở mạch quyết định tăng lên một lượng SF so với công suất trung bình trên kênh, trong khi công suất tạp âm thu được là tương đương. Xem xét xác suất xung đột và giả thiết rằng mã TH phân bố