Luận án Nghiên cứu giải pháp cải thiện hiệu năng mạng chuyển mạch gói quang (ops)

, hai SOA và một số các coupler 3dB, đường dây trễ quang (FDL- Fiber Delay Lines), bộ phân cực (Pol- Polarizer) và bộ chia tia phân cực (PBS- Polarisation beam splitter) như trên hình 2.9 [19], [42]. Bộ phân cực Pol để phân biệt các xung điều khiển CP và các xung tín hiệu. FDL sử dụng để điều chỉnh vị trí xung tín hiệu nằm ở giữa cửa sổ chuyển mạch SMZ. PBS để tách các tín hiệu điều khiển và tín hiệu dữ liệu ở cổng ra của chuyển mạch SMZ [19], [42]. 42 Tín hiệu dữ liệu đầu vào được đưa vào đầu vào chuyển mạch SMZ qua coupler 3dB đầu vào, đưa ra dịch pha /2 giữa các tín hiệu chia ở nhánh trên và nhánh dưới. Khi không có các xung điều khiển (CP1 và CP2), chuyển mạch SMZ ở trạng thái cân bằng và các tín hiệu sẽ được khuếch đại và dịch pha như nhau bởi các SOA, được kết hợp tại couler 3dB đầu ra và xuất hiện ở cổng ra 2 (OP2- OutPut 2) trong khi cổng ra 1 (OP1- OutPut 1) không có tín hiệu. Do các tín hiệu cùng pha và ngược pha tương ứng ở cổng ra OP2 và OP1, khi các tín hiệu ở nhánh trên và nhánh dưới nhận dịch pha /2 khi mà chúng đi chéo qua couler 3dB đầu ra đến cổng OP2 và OP1, trong khi không có dịch pha giữa các tín hiệu thì sẽ đi qua couler 3dB đầu ra đến cổng OP1 và OP2. Hình 2.9: Cấu trúc của chuyển mạch SMZ thông thường Trong chế độ chuyển mạch cả hai đặc tính khuếch đại và pha của SOA1 và SOA2 sẽ bị thay đổi nhờ đưa tương ứng CP1 và CP2 (trễ một chu kỳ SW, TSW) vào các coupler, như trên hình 2.3c. Kết quả làm cho SOA ở trạng thái mất cân bằng trong khoảng thời gian TSW và do đó tín hiệu dữ liệu sẽ xuất hiện ở OP1 mà không có tín hiệu ở OP2. Hệ số khuếch đại cửa sổ chuyển mạch SW1 và SW2 tương ứng của OP1 và OP2 được tính như sau [95]:  1 1 2 1 2 12 1 ( ) ( ) ( ) 2 ( ) ( ) ( ) 8 SW t G t G t G t G t cos t       , (2.10)  1 1 2 1 2 12 1 ( ) ( ) ( ) 2 ( ) ( ) ( ) 8 SW t G t G t G t G t cos t       , (2.11) 43 1 12 2 ( )1 ( ) ln 2 ( ) LEF G t t G t            (2.12) trong đó, G1(t) và G2(t) là mặt cắt khuếch đại thời gian của SOA1 và SOA2, 𝛼𝐿𝐸𝐹 là hệ số mở rộng vạch phổ và 12=1-2 là dịch pha (sai pha) giữa G1(t) và G2(t). Giả thiết CP1 đưa đến SOA1 trước so với CP2 đưa đến SOA2, như trên hình 2.9. Hệ số khuếch đại SOA có thể được xác định bởi tổng hạt mang theo chiều dài z của CP khi truyền dọc theo SOA như sau [95b]: 1 0 ( ) exp , SOAL d g z G t g z t dz V              , (2.13) 2 0 ( ) exp , SOAL d SW g z G t g z t T dz V               (2.14) trong đó Vg là vận tốc nhóm, và z/Vg là số gia thời gian theo chiều z. Khảo sát mặt cắt khuếch đại thời gian G1(t) và G2(t) trong chuyển mạch SMZ bằng phương pháp tính toán theo biểu thức (2.1)-(2.5) với các tham số SOA cho trong bảng 2.2 và chuyển mạch SMZ có công suất (đỉnh) CP, PCP= 14,5 dBm. Các tham số thiết lập này được chọn dựa trên các công bố của các tác giả trong [42] về phân tích hiệu năng BER của nút OTDM sử dụng chuyển mạch SMZ thông thường và công bố của các tác giả trong [85] về xây dựng mô hình mô phỏng SOA (để khảo sát bão hòa khuếch đại, nén xung và chuyển đổi bước sóng). Bảng 2.2: Các tham số của SOA cho tính toán mặt cắt khuếch đại. Các tham số Giá trị Mật độ hạt tại điểm truyền qua- N0 Mật độ hạt mang ban đầu -Ni Suy hao tán xạ ống dẫn sóng - α Hệ số khuếch đại vi phân - Ag Số phân đoạn Chiều dài SOA- 𝐿𝑆𝑂𝐴 Chiều rộng SOA- 𝑊𝑆𝑂𝐴 Chiều cao SOA- 𝐻𝑆𝑂𝐴 1,4×1024 m-3 3×1024 m-3 40×102 m-1 2,78×10-20 m2 200 500×10-6 m 3×10-6 m 8×10-8 m 44 Hệ số giam hãm -  Hệ số tái kết hợp bề mặt và khiếm khuyết - RA Hệ số tái kết hợp phát xạ - RB Hệ số tái kết hợp Auger - RC Dòng định thiên DC- Ip 0,2 1,43×108 s-1 1×10-16 m3/s 3×10-41 m6/s 0,15 A Hình 2.10 biểu thị mặt cắt hệ số khuếch đại thời gian G1(t) và G2(t) với PCP1=PCP2=14,5 dBm và TSW=12,5 ps. Với CP1 đưa vào SOA1, G1 nhảy xuống mức bão hòa 21,57 dB. Tuy nhiên, G1 bắt đầu hồi phục trở lại mức không bão hòa 22,42 dB ngay khi CP1 không đưa vào SOA1. Quá trình hồi phục khuếch đại xẩy ra khoảng một vài trăm ps, phụ thuộc vào đặc tính SOA và giá trị PCP1 [5], [105]. Sau khi trễ một khoảng thời gian TSW, CP2 được đưa vào SOA2 để thay đổi mặt cắt khuếch đại G2 tương tự như trong SOA1. G2 hoàn toàn giống như G1 nhưng bị trễ đi một khoảng thời gian TSW. Do đó, có một mức khác nhau giữa G1 và G2 trong vùng hồi phục. Độ lệch hệ số khuếch đại này sẽ gây ra hệ số khuếch đại dư ở ngoài cửa sổ chuyển mạch SW1 trong biểu thức (2.10) do lệch (sai pha) pha khác không, do đó dẫn đến kết quả là xuyên âm dư ngoài cửa sổ chuyển mạch SW1 (bằng TSW). Hình 2.10: Các mặt cắt khuếch đại theo thời gian của SOA1 và SOA2 trong chuyển mạch SMZ với TSW= 12,5ps. 45 2.3.2 Phát triển chuyển mạch SMZ với coupler đầu ra không đối xứng và xung điều khiển có công suất khác nhau ở hai nhánh Để cải thiện xuyên nhiễu dư RCXT (hạn chế được hệ số khuếch đại dư ở ngoài cửa sổ chuyển mạch SMZ) và cải thiện công suất của của tín hiệu chuyển mạch ở cổng đầu ra (cải thiện tỉ số phân biệt, CR- Contrast Ratio), chuyển mạch SMZ với coupler 2×2 đầu ra không đối xứng và xung điều khiển có công suất khác nhau ở hai nhánh được đề xuất. Cấu trúc của chuyển mạch SMZ đề xuất như trên hình 2.11. Hình 2.11: Cấu trúc của chuyển mạch SMZ với coupler đầu ra không đối xứng và xung điều khiển có công suất khác nhau ở hai nhánh. So với cấu trúc chuyển mạch SMZ thông thường thì cấu trúc chuyển mạch SMZ đề xuất có sự khác biệt là ở đầu ra của chuyển mạch sử dụng một coupler 2×2 không đối xứng (có 𝛼𝐶≠ 0,5) để thay thế cho coupler 3dB và các xung điều khiển CP có công suất khác nhau. Các giá trị công suất của xung điều khiển CP được điều chỉnh thay đổi nhờ các bộ suy hao quang (Att- Attenuator). Điều này làm cho cấu trúc phần cứng của SMZ phức tạp hơn (thêm phần tử suy hao quang ATT trong cấu trúc) và làm tăng chi phí chế tạo SMZ. Xuyên nhiễu dư RCXT được cải thiện nhờ loại bỏ xuyên âm dư ngoài cửa sổ chuyển mạch SW1 bằng cách hạn chế mức bão hòa khuếch đại của SOA2 đến mức nó chồng lên mức của SOA1 trong vùng hồi phục. Từ phương trình (2.10) và (2.12)- (2.14), các mức khuếch đại bão hòa của các SOA đều phụ thuộc tương ứng vào các công suất của xung điều khiển CP1 và CP2. Do đó, để mức bão hòa khuếch đại của 46 SOA2 trùng với của SOA1, thì phải giảm công suất của CP2 xuống. Tỉ lệ giảm công suất R được xác định bằng:   1 2( ) ( )CP CPR dB P dBm P dBm  (2.15) Giá trị của R phụ thuộc vào đặc tính của SOA và các công suất CP. R đạt giá trị tối ưu, Ropt, khi G1 và G2 trùng nhau trong vùng hồi phục, có thể tính theo phương pháp số bằng cách giải phương trình (2.13) và (2.14) đối với CP1 đã cho: 2 2 1 W 1 1 2 ( , ) ( , )CP S CP CP CP G t P G t T P P R P       (2.16) Hình 2.12 minh họa mặt cắt khuếch đại khi đưa các xung điều khiển CP vào SOA với các mức công suất không bằng nhau. Rõ ràng là tại Ropt= 0,375 dB, cả G1 và G2 đều trùng nhau, do đó đảm bảo độ lệch pha bằng 0, nói cách khác là nén được xuyên nhiễu dư (RCXT). Hình 2.12: Các mặt cắt khuếch đại G1 và G2 theo thời gian của SOA1 và SOA2 trong chuyển mạch SMZ với TSW= 12,5ps khi các xung điều khiển có công suất không bằng nhau với Ropt= 0,375 dB. Để cải thiện công suất của tín hiệu chuyển mạch ở cổng đầu ra bằng cách thay đổi mặt cắt cửa sổ chuyển mạch SMZ để tăng hệ số khuếch đại SOA nhờ thay đổi hệ số ghép của coupler đầu ra. Gọi αC là tỉ số ghép của coupler đầu ra, từ biểu thức (2.10) 47 hệ số khuếch đại cửa sổ chuyển mạch SW1 và SW2 tương ứng của OP1 và OP2 được tính như sau [77b]:     3 2 4 2 1 1 2 1 2 12 2 2 4 2 2 1 2 1 2 12 ( ) (1 ) ( ) (1 ) ( ) 2 (1 ) ( ) ( ) cos ( ) ( ) (1 ) ( ) (1 ) ( ) 2 (1 ) ( ) ( ) cos ( ) C C C C C C C C C C C SW t G t G t G t G t t SW t G t G t G t G t t                            (2.17) Hình 2.13 đưa ra cửa sổ chuyển mạch SMZ ở đầu ra cổng 1 cho hai trường hợp: chuyển mạch SMZ sử dụng coupler đầu ra đối xứng 50:50 (αC =0,5) trên hình 2.13(a) và chuyển mạch SMZ sử dụng coupler đầu ra không đối xứng 60:40 (αC =0,6) trên hình 2.13(b). Rõ ràng là khi sử dụng coupler đầu ra đối xứng thì hệ số khuếch đại chỉ đạt được khoảng 0,0007 dB, tuy nhiên khi sử dụng coupler đầu ra không đối xứng 60:40 thì hệ số khuếch đại đạt được khoảng 0,54 dB. (a) (b) Hình 2.13: Mặt cắt cửa sổ chuyển mạch đối với SMZ: (a) sử dụng coupler đầu ra đối xứng (50:50); (b) sử dụng coupler đầu ra có tỉ số ghép αC=0,6 (60:40)[77b] 2.3.3 Phân tích hiệu năng Hình 2.14 là mô hình hệ thống truyền dẫn OTDM đặc trưng sử dụng chuyển mạch SMZ làm bộ tách kênh. Hệ thống OTDM bao gồm một máy phát OTDM, tuyến sợi quang, bộ tách kênh sử dụng chuyển mạch SMZ và bộ thu quang. Hệ thống này được sử dụng để làm mô hình phân tích hiệu năng của chuyển mạch SMZ. Để đánh giá cụ thể chuyển mạch toàn quang SMZ đề xuất, trong phần này đưa ra các tham số chính để đánh giá hiệu năng của chuyển mạch toàn quang SMZ, bao gồm các tham số: RCXT (Residual Crosstalk), BER (Bit Error Rate) và độ thiệt thòi 48 công suất thu Prx. Với chuyển mạch hoặc ghép kênh OTDM, Prx là độ lệch công suất giữa công suất thu Prx của tốc độ kênh đơn (trong trường hợp nối lưng đấu lưng (back to back)) và công suất thu Prx của kênh chuyển mạch/ kênh OTDM được tách. Phân tích RCXT, CR, Prx và BER của chuyển mạch và tách kênh SMZ được đưa ra trong tài liệu [6], [57], [105]. Trong phần này, tóm tắt cách tính BER với cơ sở triển khai và tính Prx, Prx cải thiện cho chuyển mạch SMZ với coupler đầu ra không đối xứng và xung điều khiển có công suất khác nhau ở hai nhánh. Hình 2.14: Sơ đồ khối của hệ thống OTDM điển hình với bộ tách kênh dựa trên chuyển mạch SMZ. RCXT, được định nghĩa là tỉ số của công suất tín hiệu kênh không mong muốn chuyển mạch Pnt và công suất tín hiệu kênh mong muốn chuyển mạch Pt, bằng [80],[105]: 0 0 0 0 2 0 2 10 2 0 2 1 W( ) ( ) ( ) 10log 10log 1 W( ) ( ) b C b b b T t T p TC t nt T t t p TC t S t p t t dt T P RCXT dB P S t p t t dt T                                 (2.18) CR, được định nghĩa là tỉ số của của công suất cực đại và công suất cực tiểu của tín hiệu kênh mong muốn chuyển mạch [80]. BER được xác định bởi [98], [100], [109] : 0,5 ( / 2)BER erfc Q (2.19) với hệ số Q được tính theo : , ,( ) / ( )m s t m t sQ I I     (2.20) Tuyến sợi quang Máy phát OTDM Bộ tách kênh SMZ Bộ lọc băng quang Máy thu quang 49 trong đó, mI và sI là dòng tách quang thu trung bình tương ứng khi thu bit 1 (Im) và bit 0 (Is); 2 ,t m và 2 ,st là phương sai nhiễu tổng khi thu tín hiệu tương ứng bit 1 và bit 0. Giả thiết xác suất phát bit 1 và bit 0 bằng nhau (nghĩa là bằng 0,5), mI và sI được cho như sau: (2 ) (1 ) (2 ) ( ) m s s s I K P RCXT I K P RCXT          (2.21) trong đó, K=inGoutLfRp. in và out là hệ số ghép đầu vào và đầu ra SOA, G là hệ số khuếch đại SOA, Lf là suy hao bộ lọc quang, Rp là độ nhạy bộ thu quang và Ps là công suất tín hiệu thu trung bình không có RCXT. Dòng phát xạ tự phát khuếch đại (ASE) tương đương do OSA sinh ra ở đầu thu là [105]: 00,5ASE SOA SOA out fI NF G qB L (2.22) Trong biểu thức (2.22), NFSOA là hệ số nhiễu của SOA [45] và B0 là băng tần quang. Các nguồn nhiễu góp phần vào làm suy giảm tín hiệu trong tách kênh OTDM là nhiễu cường độ tương đối RIN ( 2 RIN ) từ máy phát và chuyển mạch SMZ, nhiễu ASE (Amplified Spontaneous Emission) của SOA ( 2 SOA ), nhiễu nổ và nhiễu nhiệt của máy thu ( 2 rec ). Các phương sai nhiễu được cho bởi [6], [105]: 2 2 2 , (2 )RIN m m T e s SMZI RIN B P K RIN   (2.23) 2 2 ,sRIN s T eI RIN B  (2.24) 2 2 2 , 0 0 04 / (2 ) /SOA x x ASE e ASE eI I B B I B B B    (2.25) 2 2 , 2 ( ) 4 /rec x x ASE e k L a eq I I B kT R i B       (2.26) trong đó, Be là băng tần điện, x tương ứng với giá trị bit 1 và bit 0, k là hằng số Boltzmann, Tk là nhiệt độ Kelvin, RL là trở tải của bộ tách quang và 2 ai là mật độ phổ công suất của dòng nhiễu đầu vào bộ khuếch đại điện. RINT và RINSMZ là nhiễu cường độ tương đối (RIN- Relative Intensity Noise) của máy phát và chuyển mạch SMZ. RINT là do rung pha định thời tín hiệu điều chế điện và các xung quang (các sóng mang) trong khi đó RINSMZ là do kết hợp của rung pha định thời giữa xung điều khiển 50 và xung tín hiệu và do mặt cắt SW không chuẩn (không vuông) của chuyển mạch SMZ, dẫn đến kết quả là làm thay đổi cường độ của các tín hiệu mong muốn chuyển mạch và do đó làm thiệt thòi công suất chuyển mạch. RINSMZ được định nghĩa trong [18], [105]:  2 ( ) ( ) ( ) V RIN E w     (2.27) trong đó V() và E[w()] là phương sai và giá trị năng lượng tín hiệu mong muốn. RINSMZ có thể được tính nhờ phương sai RIN đã cho RMSRIN-SMZ [105]. Trong (2.25), số hạng thứ nhất và thứ hai đại diện cho nhiễu phách giữa tín hiệu và ASE (sig-ase), và giữa các thành phần ASE và ASE (ase-ase). Giả thiết là tất cả các nhiễu đều theo xấp xỉ Gausian [68], phương sai nhiễu tổng là: 2 2 2 2, , , ,t x RIN x SOA x rec x      (2.28) Độ thiệt thòi công suất thu của chuyển mạch SMZ được đánh giá bằng cách tính độ nhạy máy thu quang (hoặc công suất thu tối thiểu Prx tại BER=10-9, nghĩa là Q=6) và so sánh với Prx trong trường hợp nối lưng đấu lưng. Từ (2.21): 2m s sI I KP  (2.29) Từ (2.25), với RCXT cao (nghĩa là chuyển mạch SMZ thông thường với xung điều khiển CP có công suất bằng nhau, R=0), sig-ase là số hạng trội hơn so với các số hạng khác trong biểu thức (2.23)-(2.26), do đó: 2 , 0 2 ,s 0 8 (1 ) / 8 ( ) / t m s C ASE e t s C ASE e KP RCXT I B B KP RCXT I B B        (2.30) Thay (2.29) và (2.30) vào (2.20), Q được xác định bằng: 0 0 2 8 (1 ) / 8 ( ) / s s C ASE e s C ASE e KP Q KP RCXT I B B KP RCXT I B B    (2.31) Từ (2.31) và (1 )rx s CP P RCXT  , trong đó CRCXT biểu thị xuyên nhiễu dư trong chuyển mạch SMZ thông thường, Prx,R=0 được tính như sau:    2 , 2 1 1 2 2 (1 )erx C ASE C C C C o Q B P I RCXT RCXT RCXT RCXT KB      (2.32) 51 Với RCXT nhỏ (trong chuyển mạch SMZ đề xuất với coupler đầu ra không đối xứng và xung điều khiển CP có công suất không bằng nhau, R= Ropt) thì số hạng nhiễu trội là nhiễu phách khi thu tương ứng bit 1 (nghĩa là 2,t m ). Do đó, Q và Prx,Ropt được tính theo: 0 2 8 (1 ) / s s P ASE e KP Q KP RCXT I B B   (2.33)   2 2 , 2 1erx P ASE P o Q B P I RCXT KB   (2.34) trong đó, RCXTP là xuyên nhiễu trong chuyển mạch SMZ đề xuất. Do đó, cải thiện độ thiệt thòi công suất thu sẽ bằng: , ,rx rx P rx CP P P   (2.35) 2.4 MÔ PHỎNG VÀ THẢO LUẬN Để đánh giá được hiệu năng của chuyển mạch SMZ với coupler đầu ra không đối xứng và xung điều khiển có công suất không bằng nhau ở hai nhánh, tiến hành thực hiện so sánh chuyển mạch SMZ đề xuất với các chuyển mạch SMZ đã được công bố, thông qua các tham số hiệu năng của chuyển mạch SMZ trong hệ thống OTDM. Việc đánh giá hiệu năng dựa vào các mô phỏng được thực hiện trên công cụ mô phỏng OptiSystem và kịch bản ứng dụng thực tế điển hình hệ thống OTDM 80Gb/s trên mạng truyền tải Việt nam với ghép 8 kênh mỗi kênh 10Gb/s. 2.4.1 Mô hình mô phỏng Hình 2.15 đưa ra mô hình mô phỏng cho chuyển mạch SMZ, dựa trên mô hình đã được các tác giả trong [42] đề xuất để phân tích hiệu năng BER của nút OTDM sử dụng chuyển mạch SMZ thông thường. Mô hình mô phỏng là một hệ thống OTDM gồm có máy phát OTDM, chuyển mạch SMZ và một bộ thu quang, chuyển mạch SMZ đóng vai trò như một bộ tách kênh OTDM. Trong quá trình mô phỏng bộ tách kênh OTDM được thiết lập với cấu hình chuyển mạch SMZ thông thường và chuyển mạch SMZ đề xuất. Máy phát OTDM gồm 8 kênh mỗi kênh 10Gb/s, được ghép lại với nhau sử dụng các đường dây trễ (trễ một chu kỳ bit Tb=12,5 ps) và một coupler 8×1. Kênh tín 52 hiệu được tách ra (được chuyển mạch) tại đầu ra OP1 của chuyển mạch SMZ được đưa qua bộ lọc quang trước khi xử lý ở máy thu quang và máy đo BER. Tỉ số giảm được thiết lập nhờ các bộ suy hao quang đặt ở hai nhánh CP. Các tham số cho mô phỏng sử dụng phần mềm mô phỏng OptiSystem được cho như trong bảng 2.3, bảng 2.4 và bảng 2.5 [33], [42], [85]. Hình 2.15: Mô hình mô phỏng hệ thống OTDM sử dụng chuyển mạch SMZ trong phần mềm OptiSystem. 53 Bảng 2.3: Các tham số SOA cho mô phỏng (1). Tham số Các giá trị Chiều dài SOA – LSOA Chiều rộng SOA – WSOA Chiều cao SOA – HSOA Hệ số giam hãm -  Suy hao tán xạ ống dẫn sóng - α Hệ số khuếch đại vi phân - Ag Mật độ hạt mang tại điểm truyền qua - N0 Hệ số mở rộng đường phổ - LEF Hệ số tái kết hợp - RA Hệ số tái kết hợp - RB Hệ số tái kết hợp - RC Mật độ hạt mang ban đầu- Ni Dòng bơm DC hiệu dụng - Ip 500× 10-6 m 3× 10-6 m 8× 10-8 m 0,2 40× 102 m-1 2,78× 10-20 m2 1,4× 1024 m-3 4 3,6× 10-8 s-1 5,6× 10-16 m3s-1 3× 10-41 m6s-1 3×1024 m-3 0,15 A Bảng 2.4: Các tham số SOA cho mô phỏng (2). Tham số Các giá trị Chiều dài SOA – LSOA Chiều rộng SOA – WSOA Chiều cao SOA – HSOA Hệ số giam hãm -  Suy hao tán xạ ống dẫn sóng - α Hệ số khuếch đại vi phân - Ag Mật độ hạt mang tại điểm truyền qua - N0 Hệ số mở rộng đường phổ - LEF Hệ số tái kết hợp - RA Hệ số tái kết hợp - RB Hệ số tái kết hợp - RC Mật độ hạt mang ban đầu- Ni Dòng bơm DC hiệu dụng - Ip 500× 10-6 m 3× 10-6 m 8× 10-8 m 0,2 40× 102 m-1 2,78× 10-20 m2 1,4× 1024 m-3 4 1,43× 10-8 s-1 1× 10-16 m3s-1 3× 10-41 m6s-1 3×1024 m-3 0,15 A 54 Bảng 2.5: Các tham số của OTDM và chuyển mạch SMZ cho mô phỏng. Các tham số Giá trị Tốc độ bít tổng OTDM Tốc độ bit cơ sở (một kênh) Công suất (đỉnh) xung dữ liệu Công suất (đỉnh) CP kép (tổng) Bước sóng quang -  Độ rộng CP và dữ liệu - FWHM Độ rộng cửa sổ chuyển mạch - TSW Băng tần quang - B0 Băng tần điện - Be Đáp ứng photodiode - Rp Dòng tối- Id 80 Gb/s 10 Gb/s 0 dBm 14,5 dBm 1554 nm 3 ps 12,5 ps 300 GHz 0,7×10 GHz 1 A/W 10 nA 2.4.2 Kết quả mô phỏng và thảo luận Với mục tiêu đánh giá hiệu năng của chuyển mạch SMZ với coupler đầu ra không cân bằng và xung điều khiển CP có công suất khác nhau ở hai nhánh đã đề xuất, các tham số cơ bản phản ánh hiệu năng chuyển mạch SMZ trong hệ thống OTDM được khảo sát gồm: (i) Dịch pha trong SOA ảnh hưởng đến công suất kênh tín hiệu chuyển mạch mong muốn (kênh tín hiệu cần tách trong bộ tách kênh). Cụ thể để kênh tín hiệu cần tách đạt được chất lượng tốt nhất thì dịch pha của tín hiệu trong SOA phải bằng . Các tham số SOA thiết lập cho mô phỏng ảnh hưởng dịch pha SOA đến chất lượng tín hiệu chuyển mạch như đưa ra trên bảng 2.3. Hình 2.16 là kết quả mô phỏng biểu thị BER của kênh tín hiệu cần tách phụ thuộc công suất của tín hiệu điều khiển CP. Rõ ràng là với công suất CP khoảng 17,62 dBm thì chất lượng của kênh tín hiệu cần tách đạt được là tốt nhất khoảng BER= 5,98×10-13. Hơn nữa, như đã khảo sát qua phân tích lý thuyết với các điều kiện hoạt động khác nhau của SOA để đạt được yêu cầu tín hiệu dịch pha mong muốn, liên quan đến dòng định thiên, chiều dài SOA và bước sóng tín hiệu đầu vào. Chúng ta có thể thấy 55 rõ thêm khi thay đổi các tham số khác của SOA cũng ảnh hưởng đến độ dịch pha tối ưu, thí dụ như trên bảng 2.4 và kết quả hình 2.17. Khi giảm hệ số RA và RB như trong bảng 2.4, để SOA đạt được dịch pha tối ưu thì chỉ yêu cầu công suất CP khoảng 14,5 dBm. Hình 2.16: BER của kênh tín hiệu cần tách thay đổi theo công suất đỉnh của tín hiệu điều khiển CP. Hình 2.17: BER của kênh tín hiệu cần tách thay đổi theo công suất đỉnh của tín hiệu điều khiển CP. (ii) Tỉ số giảm R của các CP ảnh hưởng đến công suất kênh tín hiệu cần tách trong bộ tách kênh OTDM. Cụ thể để kênh tín hiệu cần tách đạt được chất lượng tốt nhất (công suất lớn nhất) thì tỉ số giảm R phải đạt giá trị Ropt. Hình 2.18 biểu thị BER của kênh tín hiệu cần tách thay đổi theo tỉ số giảm R của các xung điều khiển CP. Từ hình 56 2.18, có thể thấy rõ khi R= Ropt = 0,4 dBm thì chất lượng BER của kênh tín hiệu cần tách đạt được là tốt nhất. Hình 2.18: BER của kênh tín hiệu cần tách thay đổi theo tỉ số giảm của các xung điều khiển CP khi R=0-1,9dB. (iii) Tỉ số ghép 𝛼𝐶 của coupler đầu ra chuyển mạch SMZ ảnh hưởng đến công suất kênh tín hiệu cần tách trong bộ tách kênh OTDM. Hình 2.19 biểu thị BER của kênh tín hiệu cần tách thay đổi theo tỉ số ghép 𝛼𝐶 của coupler đầu ra thu được trên mô hình mô phỏng. Đồ thị cho thấy khi hệ số ghép 𝛼𝐶= 0,6 thì BER của kênh tín hiệu cần tách đạt được tốt nhất. Hình 2.19: BER của kênh tín hiệu cần tách thay đổi theo tỉ số ghép αC của coupler đầu ra. 57 (iv) Kết quả mô phỏng đối với xuyên nhiễu dư (RCXT) theo tỉ số giảm R với giá trị cửa sổ chuyển mạch TSW=12,5ps đưa ra trong bảng 2.6 và hình 2.20. Với các giá trị R âm, nghĩa là PCP1 < PCP2, RCXT tương đối cao do chênh lệch khuếch đại giữa G1 và G2. RCXT giảm khi tăng R và đạt được giá trị tối thiểu khi R=Ropt=0,4dB, trước khi tăng trở lại khi R lớn. Bảng 2.6: Kết quả mô phỏng xuyên nhiễu dư thay đổi theo tỉ số giảm. R (dB) -0,6 -0,4 -0,2 0 0,2 0,4 0,6 RCXT (dB) -21,2 -22,1 -22,9 -23,1 -25,1 -26,5 -25,6 Hình 2.20: Xuyên nhiễu dư theo mô phỏng thay đổi theo tỉ số giảm (R). (v) Kết quả mô phỏng đối với độ thiệt thòi công suất thu (Prx) theo tỉ số giảm R với TSW =12,5 ps như trong bảng 2.7 và hình 2.21. Độ thiệt thòi công suất thu cũng giảm khi R tăng, giá trị nhỏ nhất đạt được bằng khoảng 0,9 dB tại R= Ropt. Tuy nhiên, khi R lớn hơn Ropt thì Prx tăng trở lại. Bảng 2.7: Kết quả mô phỏng độ thiệt thòi công suất thu Prx thay đổi theo R với TSW=12,5ps. R (dB) -0,6 -0,4 -0,2 0 0,2 0,4 0,6 Prx (dB) 3,5 2,98 2,61 2,01 1,57 0,88 1,52 Hình 2.21: Độ thiệt thòi công suất thu Prx thay đổi theo R với TSW=12,5ps. 58 (vi) Kết quả mô phỏng ảnh hưởng của RCXT được quan sát rõ nhất dựa trên hiệu năng BER như minh họa trong hình 2.22. Với quá trình tách kênh thứ nhất 10 Gb/s từ hệ thống 80 Gb/s, tại BER=10-12 thì độ thiệt thòi công suất là 0,87 dB và 1,99 dB (cải thiện được 1,12 dB) tương ứng với chuyển mạch SMZ thông thường và chuyển mạch SMZ đề xuất khi so sánh với trường hợp nối lưng đấu lưng (B-B). Tại BER=10-12 thì độ thiệt thòi công suất là 1,77 dB và 1,99 dB (cải thiện được 0,22 dB) tương ứng với chuyển mạch SMZ [19] và chuyển mạch SMZ đề xuất khi so sánh với trường hợp nối lưng đấu lưng (B-B). Hình 2.22: Kết quả mô phỏng BER kênh thứ nhất, TSW=12,5 ps. Tóm lại, trong hệ thống OTDM tốc độ cao rõ ràng với lược đồ xung điều khiển CP có công suất không bằng nhau kết hợp sử dụng coupler đầu ra không đối xứng sẽ góp phần cải thiện được hiệu năng của chuyển mạch hoặc tách kênh của SMZ. 2.5 KẾT LUẬN CHƯƠNG 2 Chương 2 đã trình bày các đóng góp của nghiên cứu sinh trong việc phát triển chuyển mạch SMZ với coupler đầu ra không đối xứng và xung điều khiển có công suất khác nhau ở hai nhánh nhằm cải thiện các tham số hiệu năng chính như xuyên nhiễu dư (RCXT), độ thiệt thòi công suất thu (PRx) và tỉ số lỗi bít (BER). Các kết quả mô phỏng dựa trên mô hình hệ thống OTDM sử dụng chuyển mạch SMZ làm bộ tách kênh OTDM cho thấy rằng, chuyển mạch SMZ đề xuất có hiệu năng được cải thiện đáng kể so với các chuyển mạch SMZ khác đã được công bố. 59 CHƯƠNG 3: PHÁT TRIỂN GIẢI PHÁP XỬ LÝ MÀO ĐẦU GÓI TOÀN QUANG DỰA TRÊN KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ VỊ TRÍ XUNG SỬA ĐỔI (MPPM) Tóm tắt 3: Như đã đề cập trong chương 1, thời gian xử lí mào đầu là một trong các yếu tố chính làm suy giảm hiệu năng mạng OPS. Để giảm thời gian xử lí mào đầu phải sử dụng giải pháp xử lí mào đầu gói toàn quang hiệu quả: chiều dài trường địa chỉ mào đầu gói nhỏ, thời gian xử lí tiêu đề địa chỉ nhanh, số lượng các bộ tương quan trong khối xử lí mào đầu phải được tối thiểu hóa. Nội dung của chương này đề cập đến kỹ thuật điều chế vị trí xung PPM và ứng dụng cho xử lí mào đầu gói toàn quang trong các mạng OPS, đây là một kỹ thuật sử dụng rất hiệu quả trong xử lí mào đầu gói toàn quang so với các kỹ thuật khác đã được công bố. Trên cơ sở của kỹ thuật này trong luận án đã phát triển một giải pháp xử lý mào đầu gói toàn quang dựa trên kỹ thuật điều chế xung sửa đổi (MPPM) để nâng cao hiệu năng quá trình xử lý mào đầu gói [J1]. Để đánh giá hiệu năng của giải pháp đề xuất, ở mục cuối của chương cũng đưa ra các kết quả đánh giá, phân tích. 3.1 KỸ THUẬT ĐIỀU CHẾ VỊ TRÍ XUNG SỬA ĐỔI (MPPM) 3.1.1 Kỹ thuật điều chế vị trí xung (PPM) Trong mạng chuyển mạch gói, địa chỉ mào đầu gói được sử dụng để quyết định định tuyến tại các nút trung gian trên đường định