Luận án Nghiên cứu thiết kế và chế tạo thiết bị ghi đo bức xạ hiện trường sử dụng kỹ thuật xử lý tín hiệu số (dsp) vào mảng các phần tử logic lập trình (fpga)

ày có đơn vị đo là V/pC hoặc mV/fC. Trước hết cần ước lượng lượng điện tích do quang đi-ốt cổ điển sinh ra khi lượng tử gamma giả định 662 keV. Cách tính như sau: CsI(Tl) có hiệu suất nhấp nháy là 54.000 photon/MeV. Do trong quang đi-ốt cổ điển không có khuếch đại nội (hệ số khuếch đại là 1) và hiệu suất lượng tử là 80% nên: 40,662 54.000 0,× × ×8 2,86 10electronN = = Đổi sang điện tích ta được: 𝑄đ𝑖ệ𝑛 𝑡í𝑐ℎ = 2,86 × 10 4 × 1,6 × 10−19 = 4,57 × 10−15 = 4,57 𝑓𝐶 Như vậy, với tụ phản hồi Cf của tiền khuếch đại là 1 pF thì lượng điện tích trên sẽ tạo ra 1 xung có biên độ V = 𝑄đ𝑖ệ𝑛 𝑡í𝑐ℎ 𝐶𝑓 ⁄ = 4,57 mV. Về mặt nguyên tắc, biên độ điện áp xung ra của tiền khuếch đại nhạy điện tích không phụ thuộc điện dung của detector, điện dung ký sinh, nhưng trong thực tế, hệ số khuếch đại A của vòng mạch hở không phải bằng , sự tổn thất số photon khi đi qua các bề mặt của tinh thể nhấp nháy, thời hằng phát sáng của tinh thể lớn đến cỡ s, nên biên độ xung ra sẽ nhỏ hơn. Một số loại tiền khuếch đại nhạy điện tích có sẵn trên thị trường cung cấp luôn cả thông số độ biến đổi điện tích như CR-110 [56] với giá trị 1,4 V/pC (1,4 mV/fC). Điều đó có nghĩa là 1 lượng điện tích 1 fC sẽ tạo ra ở lối ra xung có biên độ là 1,4 mV. Như 44 vậy, biên độ xung ra từ lượng điện tích 4,57 fC sẽ là 1,4 × 4,57 = 6,4 mV. Tiếng ồn của tiền khuếch đại đóng góp lớn vào ngưỡng nhạy điện tích. Ví dụ như tiền khuếch đại CR-110 có tiếng ồn điện tích tương đương là 200 electron, giá trị này bằng 0,032 fC tức là bằng 0,7% (<1%) lượng điện tích do bức xạ gamma có năng lượng 662 keV tạo nên. Như vậy, còn có các nguyên nhân khác làm tăng độ phân giải tuyệt đối của detector, trước hết là điện dung của detector. Với hệ thống tiền khuếch đại CR- 110, mỗi lượng điện dung 1 pF của detector sẽ tạo nên tiếng ồn tương đương điện tích là 4 electron, vậy quang đi-ốt có điện dung 100 pF sẽ tạo nên lượng tiếng ồn là 400 electron và bằng 0,064 fC – nhiều hơn tiếng ồn nội tại của tiền khuếch đại. Các điện dung ký sinh, tiếng ồn của các linh kiện, nhiễu do vòng đất (ground loop), cũng là những yếu tố không thể bỏ qua. Thêm nữa là tiếng ồn của quang đi-ốt sẽ tăng lên sau khi ghép nhấp nháy với quang đi-ốt do “dòng tối” của quang đi-ốt tăng lên – lúc này dòng tối của quang đi-ốt không đúng thực sự là “tối” mà là có ảnh hưởng của chớp sáng của tinh thể nhấp nháy truyền sang [34]. Trên Bảng 2.1 là độ nhạy điện tích của một số loại tiền khuếch đại điển hình [66, 67]. Bảng 2.1. Độ nhạy điện tích của một số loại tiền khuếch đại Loại TKĐ CR-110 CR-111 CR-112 eV5091 eV5092 eV5093 eV5094 Độ nhạy 1,4 V/pC 0,13V/pC 13 mV/pC 1,0 V/pC 0,2 V/pC 3,6 V/pC 1,1 V/pC Tiền khuếch đại eV5093 có độ nhạy điện tích cao nhất nhưng chỉ làm việc tốt với quang đi-ốt có điện dung nhỏ hơn 100 pF [67]. Do điện dung các quang đi-ốt được lựa chọn có điện dung trong dải 60 – 300 pF, các tiền khuếch đại được lựa chọn là CR-110 của Cremat và tiền khuếch đại eV5093 của Kromek. Các tiền khuếch đại này đã được thương mại hóa ở mức cao, chỉ cần cấp nguồn và ghép nối với quang đi-ốt là bắt đầu làm việc. b) Phương thức ghép nối quang đi-ốt với tiền khuếch đại Có hai phương thức ghép nối quang đi-ốt với tiền khuếch đại là ghép nối DC và ghép nối AC như trên Hình 2.3. 45 a) Ghép nối DC b) Ghép nối AC Hình 2.3. Hai cách ghép nối quang đi-ốt với tiền khuếch đại Khi dùng cách nối DC, một chân của detector được nối với lối vào của tiền khuếch đại, còn chân kia nối với điện áp đặt vào (cần có điện áp đặt vào để điện áp này tạo nên điện trường trong detector – điều cần thiết để tạo nên tín hiệu dòng). Một nhược điểm của phương pháp ghép nối DC là dòng điện từ detector (cả dòng tối lẫn dòng tín hiệu) đều đi vào lối vào tiền khuếch đại. Nhiều trường hợp, dòng tối ban đầu gây nên điện áp offset ở lối ra tiền khuếch đại quá lớn và lớn hơn cả sự thay đổi do dòng của tín hiệu bức xạ tạo nên. Để xử lý vấn đề này, có thể dùng cách ghép nối AC để ghép detector với tiền khuếch đại. Trong cấu hình ghép nối AC, dòng tối của detector không đi vào lối vào tiền khuếch đại mà chỉ đi qua trở đặt về nguồn. Việc sử dụng phương án ghép AC có hai nhược điểm: Thứ nhất là có hai giá trị hằng số thời gian giảm có nguồn gốc khác nhau. Giá trị thứ nhất là thời gian suy giảm của tiền khuếch đại (với CR-110 thì vào cỡ 140 s). Giá trị thứ hai là thời gian do sự giảm chậm của tụ ghép nối với điện trở nối cao áp, thời gian này nằm ở dải giây. Vì vậy, nếu độ sắc của tín hiệu là quan trọng, người sử dụng nhất định phải để ý đến quá trình này. Tuy vậy, với đa số các ứng dụng thì điều này không quan trọng. Nhược điểm thứ hai của phương thức kết nối AC là điện trở bias là một nguồn tiếng ồn nhiệt. Việc lựa chọn cẩn thận điện trở cao áp có thể cho phép làm giảm độ lớn của tiếng ồn này đến mức không thấy nữa. Nếu dòng của detector tạo nên một sụt thế ít nhất cỡ 0,5 V trên điện trở cao áp thì tiếng ồn nổ do dòng của detector trở thành chủ yếu và tiếng ồn nhiệt của điện trở bias trở thành rất nhỏ. Việc chọn điện trở bias đòi hỏi phải biết về dòng rò của detector được sử dụng. Nếu ghép nối giữa detector 46 và tiền khuếch đại là AC, tốc độ đếm của tiền khuếch đại sẽ tăng lên rất nhiều lần. Khi sử dụng ghép nối AC, dòng DC của detector sẽ không đi vào lối vào của tiền khuếch đại. Do vậy, lối ra của tiền khuếch đại chỉ bão hòa khi thăng giáng lối ra trở nên lớn đến mức nó vượt ra khỏi khoảng đo của tiền khuếch đại. Mức độ thăng giáng phụ thuộc vào độ lớn và tốc độ xung do detector tạo ra – trường hợp này ít khi xảy ra ở điều kiện bình thường. Nhưng vẫn cần lưu ý là tiền khuếch đại có hệ số khuếch đại cao sẽ cho tốc độ đếm thấp nhất và tiền khuếch đại có hệ số khuếch đại thấp nhất sẽ cho tốc độ đếm cao nhất. Trong các nghiên cứu của luận án, đã lựa chọn cách ghép nối AC do: - Nâng cao được tốc độ đếm; - Các detector hoạt động ngoài môi trường nên nhiệt độ thay đổi dẫn tới dòng rò thay đổi. Để loại trừ ảnh hưởng của nhiệt độ tới lối ra của tiền khuếch đại với phân tích trên, ghép AC là giải pháp phù hợp; - Nếu lựa chọn điện trở bias trong khoảng 200 ÷ 400 M, có thể không cần quan tâm đến tiếng ồn nhiệt của điện trở bias. Khi có quang đi-ốt thác lũ với dòng rò lớn hơn thì chỉ việc thay điện trở bias (với giá trị thấp hơn để đảm bảo tích số điện trở bias với dòng rò nhỏ hơn 0,5 V). 2.1.4. Hệ thống khuếch đại và hình thành xung Xung ra từ tiền khuếch đại (cùng sử dụng 1 loại quang đi-ốt nhưng ghép với nhấp nháy khác nhau – CsI(Tl) và LaBr3(Ce)) có mặt tăng và biên độ khác nhau khi ghi cùng một loại tia gamma. Cụ thể, tổng số photon từ LaBr3(Ce) đi ra lớn hơn từ CsI(Tl) (với cùng lượng tử gamma và bị hấp thụ quang điện) cỡ 1,2 lần, thời gian phát sáng ngắn hơn đến 60 lần và độ nhạy của tiền khuếch đại eV-5093 cao hơn 2,5 lần nên biên độ xung ra từ detector sử dụng tinh thể nhấp nháy LaBr3(Ce) ghép tiền khuếch đại eV-5093 sẽ cao hơn khoảng 180 lần so với biên độ xung ra từ detector sử dụng tinh thể CsI(Tl) ghép nối tiền khuếch đại nhạy điện tích CR-110-R2. Như vậy, cần thiết có thêm một hệ khuếch đại ở ngoài để khi cần thiết, sẽ điều chỉnh hệ số khuếch đại để hệ detector có chung một hệ số chuẩn năng lượng và làm khớp dải biên độ ra với yêu cầu xung phân 47 tích của hệ DMCA ở phía sau. Mạch khuếch đại bổ sung này có thiết kế đơn giản vì tín hiệu ở lối ra tiền khuếch đại đã đạt đến dải mV, không cần có các tính năng rút ngắn, hình thành xung và hồi phục đường cơ bản. Hơn nữa, một tầng khuếch đại trừ nhiễu đồng pha và nhiễu ground loop được thiết kế ở lối vào sẽ làm tăng khả năng chống nhiễu và góp phần làm tăng độ phân giải của detector. 2.1.5. Yêu cầu thiết kế cấu hình cơ khí của detector và thiết bị kiểm tra Vì phát hiện và ghi đo bức xạ luôn đòi hỏi các thiết bị có độ nhạy cao, những thiết bị “đầu - cuối” (detector và tiền khuếch đại) cần phải được che chắn điện từ. Sự ghép nối giữa detector và tiền khuếch đại cũng cần được che chắn tương tự. Toàn bộ hệ nhấp nháy, quang đi-ốt, tiền khuếch đại và hệ khuếch đại được đặt trong vỏ nhôm để chống lại nhiễu điện từ. Vỏ nhôm được nối đất để không trở thành “ăng ten” thu sóng điện từ trở thành nguồn nhiễu. Một trong các khó khăn thường gặp là việc tạo nên vòng đất ở thiết bị đầu – cuối. Biểu hiện của vòng đất là quan sát thấy tín hiệu 50 Hz hoặc một loạt các xung nhanh ở lối ra đồng bộ với điện nguồn AC. Cần lưu ý là các tín hiệu đường đồng bộ xuất hiện có thể vì những nguyên nhân khác và không đo được cụ thể của vòng đất. Vòng đất được tạo nên bởi đất của thiết bị điện tử nối quá 1 điểm xuống đất. Nếu có 2 điểm nối đất, các điểm này cho phép dòng đi từ điểm tiếp đất này đến điểm tiếp đất kia thông qua điểm kết nối detector và tiền khuếch đại. Dòng điện đi quanh vòng đất do một số nguyên nhân sau: Tín hiệu sóng điện từ tần số radio ở gần bổ sung dòng điện ở vòng đất (vòng đất giống như ăng-ten lưỡng cực từ); Có thể do thiết bị điện tử khác ở gần đó tạo nên dòng điện (và như vậy là tạo nên điện thế thăng giáng) ở vòng đất cục bộ. Khi “dòng đất cục bộ” này chảy xuống đất, nó có thể đủ mạnh để tạo nên sự sụt thế tuy bé nhưng rất rõ ràng cho điểm tiếp xúc và đi qua detector. Vì lẽ này, tín hiệu không mong muốn sẽ trộn với tín hiệu của detector. Để loại trừ vấn đề vòng đất, phải loại trừ mọi mối tiếp xúc không cần thiết của detector với đất. Nếu cả hệ làm việc trong môi trường nhiều nhiễu điện từ, cũng cần che chắn sóng điện từ ảnh hưởng tới tiền khuếch đại. Giải pháp này được minh họa ở Hình 2.4. Hơn nữa, cần che chắn điện từ 48 giữa tiền khuếch đại với bất cứ phần khuếch đại nào của khối khuếch đại để tránh phản hồi không mong muốn. Hình 2.4. Giải pháp loại bỏ ground loop 2.2. Thiết kế các thuật toán cho DMCA Trong các hệ ghi đo bức xạ hạt nhân sử dụng bộ phân tích đa kênh kỹ thuật số (DMCA), tín hiệu từ detector được số hoá trực tiếp sau tiền khuếch đại hoặc khuếch đại sơ bộ. Số liệu được lọc và tối ưu bằng cách sử dụng thuật toán xử lý số để tìm giá trị đỉnh và chuyển tới bộ nhớ biểu đồ của MCA để lưu trữ, phân tích và chỉ thị. Theo quá trình xử lý tín hiệu, ADC lấy mẫu cung cấp giá trị điện áp (bằng số), trong khuôn khổ nghiên cứu của luận án, 4 hàm lọc số sau được dựng thành chương trình nạp vào FPGA: - Hàm lọc nhiễu tần số cao để loại bỏ thành phần tần số cao trộn vào xung ra ở tiền khuếch đại; - Hàm lọc năng lượng: Biến đổi xung số (dạng có đuôi) thành dạng hình thang với thời gian xung được rút gọn; - Hàm lọc khôi phục đường cơ bản; 49 - Hàm xác định thời điểm xuất hiện xung số. Dưới đây trình bày các về các hàm nói trên đã được sử dụng xây dựng hệ thống phân tích (nguyên lý và thiết kế các khối chức năng) phổ tia bức xạ của luận án. 2.2.1. Mạch lọc số Sallen Key S-K Mạch lọc Sallen-Key (S-K Filter) được đề xuất bởi R.P.Sallen và E.L.Key vào năm 1955 [68], [69]. Các mạch lọc S-K tương tự (Hình 2.5) được sử dụng rộng rãi với mục đích lọc thành phần cao tần (tiếng ồn cao tần) trong các hệ điện tử hạt nhân. Hình 2.5. Sơ đồ mạch lọc Sallen-Key Mạch lọc S-K có hàm truyền trong miền tần số được mô tả theo phương trình (2.1): 1 1 2 1 1 2 1 2 2 1 1 2 1 2 1 ( ) 1 1 1 1 a b b a f f R s R R C H s R R Rf s s R C R C R C R R C R R R C C   +   =   + + + + − +     (2.1) Với hệ số khuếch đại nội của mạch lọc 1 a b R G R = + . Trong nghiên cứu này, do tín hiệu được số hóa trực tiếp, để loại bỏ lượng nhiễu cao tần trong các hệ xử lý xung số DPP, mạch lọc số dựa trên nguyên lý mạch lọc S-K được áp dụng. Mối quan hệ giữa tín hiệu ra và tín hiệu vào của bộ lọc được mô tả theo phương trình (2.2): ( )2 21 2 2 .(3 ) 2 . . . 1 .(3 ) n n n n k a k y k y a x y k a k − −− + − + = + − + (2.2) Với RC k t =  ( t là chu kỳ lấy mẫu của ADC) là hệ số lọc, k được lựa chọn phù hợp với 50 tần số và dạng tín hiệu vào; a là hệ số nhân chuẩn hóa tín hiệu ra. Tín hiệu vào và tín hiệu ra tương ứng của bộ lọc S-K số có k = 5, a = 1,15 được trình bày trong Hình 2.6. Hình 2.6. Tín hiệu vào và tín hiệu ra tương ứng trong bộ lọc số S-K 2.2.2. Bộ lọc năng lượng Một trong những yếu tố quan trọng nhất ảnh hưởng đến chất lượng của DMCA và phổ kế gamma kỹ thuật số nói chung là thuật toán biến đổi (lọc lựa) tín hiệu vào từ tiền khuếch đại đã được số hóa thành dạng tín hiệu phù hợp để xác định chính xác biên độ tín hiệu vào. Có 3 thuật toán được sử dụng rộng rãi nhất là: Thuật toán biến đổi dạng Gaussian [70]; Thuật toán biến đổi dạng xung lưỡng cực “cups” [71] và thuật toán biến đổi dạng xung hình thang cân, tam giác cân [38], [71], [72]. Mỗi loại thuật toán đều có ưu, nhược điểm nhất định, trong đó thuật toán tối ưu và được sử dụng rộng rãi nhất là thuật toán biến đổi dạng xung hình thang. Trong luận án này, biến đổi dạng xung hình thang cân được chọn để thực hiện. Tín hiệu ra s(t) của hệ tuyến tính bất biến thời gian được cho bởi tích chập mô tả trong phương trình (2.3): ( ) ( ) ( ) ( * )( ) s t v h t d v h t    − = − = (2.3) Trong miền tín hiệu rời rạc, ta có tín hiệu ra y[n] phụ thuộc vào tín hiệu vào x[n] và hàm phản hồi h[n] theo công thức (2.4): 51 0 [ ] [ ] [ ]* [ ] N k k y n a x n k h n x n = = − = (2.4) Thuật toán biển đổi dạng xung hình thang được trình bày dưới dạng miền tần số phức rời rạc (miền z). Dạng tín hiệu xung lối ra của bộ lọc năng lượng được xác định thông qua tích chập của tín hiệu vào và hàm biến đổi: ( ) ( )* ( )TPZ IN SHAF z F z H z= (2.5) Với hàm truyền được định nghĩa: ( ) ( ) ( ) TPZ SHA IN F z H z F z = (2.6) a) Đặc điểm tín hiệu ra từ tiền khuếch đại Với mỗi detector ghi nhận bức xạ, mỗi một sự kiện bức xạ đi vào thể tích nhạy của detector sẽ gây ra một lượng điện tích q(t) tỉ lệ thuận với năng lượng E hấp thụ trong thể tích detector. Dạng tín hiệu ra từ tiền khuếch đại được xác định bằng tích chập giữa tín hiệu điện tích q(t) và hàm truyền của mạch tiền khuếch đại h(t) theo công thức (2.7): ( ) ( )* ( ') 'f t q t h t t dt + − = − (2.7) Tín hiệu điện tích trong thể tích nhạy của detector đặc trưng bởi sườn lên dốc ngắn (cỡ ns) và sườn xuống phụ thuộc vào vật liệu làm detector. Sườn giảm của tín hiệu điện tích thường được xấp xỉ bằng hằng số thời gian F (giá trị của F từ chục nano giây cho đến micro giây). ( ) . t Fq t E e − = (2.8) Hàm truyền của mạch tiền khuếch đại được mô tả theo phương trình (2.9): e 0( ) 0 0 t T RC tf t t −  =    (2.9) Với T là hằng số thời gian của mạch tiền khuếch đại (cỡ micro giây). Tín hiệu ra từ tiền khuếch đại trong miền thời gian liên tục được biểu diễn như sau: 52 ( ) t t F Tf t E e e − −  = −    (2.10) Thông thường hằng số thời gian T lớn hơn rất nhiều so với hằng số thời gian F, vì vậy trong phương trình (2.10), số hạng chứa hằng số thời gian F có thể bỏ qua. Trong trường hợp đó, ta giả sử rằng tín hiệu điện tích trong detector có dạng: ( ) . ( )q t E t= (2.11) Ta có tín hiệu vào trong miền tần số z:   1 1 ( ) ( ) . . . 1 . t T IN z F z f t E e E E z z  − −   =  =  = =  − −  (2.12) Với β là hệ số pole-zero của tín hiệu suy giảm hàm mũ: t Te − = Với ∆t là chu kỳ lấy mẫu của ADC. b) Hình thành dạng xung hình thang Dạng xung hình thang được tổng hợp với 4 thành phần trong miền thời gian liên tục (Hình 2.7): 1 2 3 4( ) ( ) ( ) ( ) ( )TPZf t f t f t f t f t= + + + (2.13) Hình 2.7. Tổng hợp dạng xung hình thang trong miền thời gian liên tục Hàm tuyến tính 1( )f t trong miền thời gian t: 53 1( ) A E f t t t = (2.14) Biến đổi z của hàm 1( )f t :  1 1 2( ) ( ) ( 1) E z F z Z f t R z = = − (2.15) Giả sử rằng dạng xung hình thang là đối xứng, ta có các khoảng thời gian t1, t2, t3 1t R t=  (2.16) 2 ( )t R M t= +  (2.17) 3 ( )t R M R t= + +  (2.18) Với hằng số R và M quy định độ rộng sườn lên và độ rộng đỉnh của dạng xung hình thang. Ta có dạng hàm 2 ( )f t , 3( )f t và 4 ( )f t trong miền tần số z: 2 1( ) ( )* RF z F z z−= − (2.19) ( ) 3 1( ) ( )* R MF z F z z− += − (2.20) ( ) 4 1( ) (z)*z R M RF z F − + += + (2.21) Tổng của 4 thành phần trong miền tần số z: ( )( ) ( ) 2( ) 1 . ( 1) R R M R M R TPZ E z F z z z z R z − − + − + += − − + − (2.22) Dạng chuẩn hóa của hàm phản hồi hình thành dạng xung hình thang: ( ) ( ) 1 1 ( ) 1 1 1 ( ) 1 * 1 * * * 1 1 R R M TPZ z z F z z z z z   − − − − + − −  − = − −   − −  (2.23) Trong công thức (2.22), với mục đích chuẩn hóa biên độ tín hiệu lối ra, hệ số chuẩn hóa  được sử dụng với 1 R  = . Sơ đồ nguyên lý bộ hình thành xung hình thang được trình bày trên Hình 2.8. 54 - Z-R - Z-(R+M) + Z-1 X Z-1 - - Z-(R+M) X   In(n) Out(n) Hình 2.8. Sơ đồ khối bộ lọc hình thành xung hình thang c) Hồi phục đường cơ bản Để đảm bảo sự phân giải năng lượng tốt và vị trí đỉnh ổn định ở tốc độ đếm cao, thì các bộ khuếch đại phổ kế được ghép một chiều (trừ mạch vi phân CR được đặt gần lối vào bộ khuếch đại). Như một hệ quả, sự bù mức một chiều được nhân bằng hệ số khuếch đại tạo nên mức một chiều lớn và không ổn định tại lối ra của bộ khuếch đại. Một bộ hồi phục đường cơ bản được yêu cầu để loại bỏ mức một chiều và đảm bảo rằng xung ra khuếch đại nằm trên đường cơ bản được hoàn toàn nối với thế đất. Đường không giữa các xung trở về thế đất bằng điện trở RBLR. Để không làm tồi tỷ số tín hiệu trên tạp âm của bộ khuếch đại hình thành xung, hằng số thời gian CBLR RBLR phải bằng ít nhất 50 lần hằng số hình thành được sử dụng trong bộ khuếch đại. Hình 2.9. Mạch hồi phục đường cơ bản theo kiểu tương tự Đối với bộ phân tích đa kênh kỹ thuật số, hàm lọc hình thành xung hình thang không thể loại trừ độ dịch chuyển của đường nền. Do đó, thuật toán hồi phục đường cơ bản sử dụng cho các bộ lọc số được trình bày như trên Hình 2.10: 55 Hình 2.10. Sơ đồ thuật toán hồi phục đường cơ bản sử dụng cho các bộ lọc số Giá trị đường cơ bản sẽ được lấy trung bình với độ rộng B (số chu kỳ lấy mẫu của ADC). Để đồng bộ tín hiệu trigger và tín hiệu xác định đường cơ bản, 1 kênh tín hiệu được làm trễ B chu kỳ. Biên độ xung thực được tính bằng giá trị độ cao xung trừ đi giá trị đường cơ bản trung bình. Tham số B quy định độ rộng đường cơ bản lấy trung bình cần được khảo sát và lựa chọn kỹ lưỡng, giá trị của B quá thấp sẽ giảm độ chính xác khi xác định đường cơ bản, mặt khác, nếu giá trị B đặt quá cao sẽ dẫn tới giảm tốc độ đếm cực đại của hệ đo. 2.2.3. Thiết kế bộ tạo tín hiệu trigger Tín hiệu trigger là một thành phần quan trọng trong các hệ xử lý tín hiệu số DSP. Đối với các hệ phổ kế kỹ thuật số, tín hiệu trigger ảnh hưởng mạnh mẽ tới độ phân giải năng lượng và hiệu suất ghi nhận của hệ đo. Tín hiệu trigger tốt có ngưỡng phát hiện thấp, loại trừ nhiễu, thời gian trễ ngắn, không bị kích bởi tín hiệu giả. Thuật toán tạo xung trigger bao gồm 2 quá trình: - Bước 1: Lọc nhiễu tín hiệu vào, theo đó, bước này lọc nhiễu nhằm tránh tạo trigger giả từ tín hiệu nhiễu có thể dẫn tới hệ thống hoạt động sai; - Bước 2: Tạo xung trigger từ tín hiệu lọc, thuật toán tạo trigger có thể là i) vượt ngưỡng, tức là xung vượt ngưỡng xác định thì hệ thống sẽ tạo ra tín hiệu logic đánh dấu sự xuất hiện xung; ii) cắt điểm 0, tức là xung cắt qua điểm 0 thì hệ thống sẽ tạo xung logic. Ở nghiên cứu này lựa chọn phương pháp thứ 2 do ưu điểm thời điểm tạo xung trigger không phụ thuộc vào biên độ xung. 56 Bộ lọc thời gian giúp biến đổi tín hiệu vào thành dạng tín hiệu thích hợp để tách các thông tin về thời gian (thời điểm xuất hiện xung, thời điểm ghi nhận biên độ, thời điểm xác nhận không có chồng chập...). Trong bộ lọc thời gian, xung vào dạng hàm mũ được biến đổi thành dạng xung 2 cực tính (bipolar pulse) thông qua bộ lọc RC-CR2 với hàm truyền trong miền tần số phức z: ( ) ( ) ( ) 1 1 1 ( ) * 1 * 1 1 C F F TF z z H z z z z − − − − − − = − − − (2.24) - Làm trơn tín hiệu: Quá trình làm trơn sử dụng bộ lọc trung bình động. Quá trình làm trơn giúp loại trừ tín hiệu nhiễu cao tần có thể gây nên trigger giả. Hàm truyền của bộ lọc trung bình động với cửa sổ làm trơn C được biểu diễn theo (2.25) và Hình 2.11: ( )1 1 1 ( ) 1 C smooth z z H z z − − − − = − (2.25) + Z-1 Z-1 Z-C - X[n] Y[n] Hình 2.11. Sơ đồ khối của bộ lọc trung bình động với cửa sổ làm trơn C - Vi phân bậc 1: Quá trình vi phân bậc 1 có vai trò loại bỏ các thành phần tần số thấp trong tín hiệu vào (đường nền, nhiễu tần số thấp,...). Bộ vi phân bậc 1 được đặc trưng bởi hằng số F (cửa sổ thời gian vi phân). Hàm truyền của bộ lọc vi phân bậc 1 với cửa sổ thời gian vi phân F được biểu diễn theo (2.26) và Hình 2.12: 1 Ffirst differentiationH z −= − (2.26) X[n] Y[n] Z-F - Hình 2.12. Sơ đồ khối vi phân bậc 1 với hằng số thời gian vi phân F 57 - Vi phân bậc 2: Quá trình vi phân bậc 2 có vai trò biến đổi tín hiệu vi phân bậc 1 thành tín hiệu xung 2 cực tính. Tín hiệu này có thời gian đi qua đường “0” không phụ thuộc vào biên độ tín hiệu vào. Hàm truyền của bộ lọc vi phân bậc 2 trong miền tần số phức z được biểu diễn bởi (2.27) và Hình 2.13: second differentiation first differentiation *(1 ) FH H z−= − (2.27) X[n] Z-F - Y[n] Z-F - Hình 2.13. Khối vi phân bậc 2 với hằng số thời gian vi phân F Giản đồ thời gian của bộ tạo xung trigger được trình bày trên Hình 2.14. Hình 2.14. Giản đồ thời gian của bộ tạo xung trigger 58 2.2.4. Tính toán, thiết kế các khối chức năng của DMCA trên phần mềm mô phỏng MATLAB Simulink và ngôn ngữ lập trình Verilog a) Thiết kế bộ lọc năng lượng Ta có hàm truyền của bộ lọc năng lượng trong miền tần số phức z được mô tả theo phương trình sau: ( ) ( ) 1 1 ( ) 1 1 1 ( ) 1 * 1 * * * 1 1 R R M TPZ z z F z z z z z   − − − − + − −  − = − −   − −  (2.28) Để thuận tiện cho việc xây dựng các khối chức năng, ta viết lại hàm truyền thành các khối cơ bản: ( ) ( ) 1 1 1 1 1 1 1 * * 1 1 R R M TPZ z z z F z z z R  − − + − − − −      − − = −       − −      (2.29) Các khối chức năng cơ bản của DMCA xây dựng trên MATLAB/Simulink được trình bày trên hình 2.15 (Chi tiết các khối được trình bày tại Phụ lục 3) Hình 2.15. Hình ảnh các khối cơ bản của DMCA xây dựng trên MATLAB/Simulink Các khối trong bộ lọc năng lượng được chi tiết như sau: - Khối tạo xung (Pulse generator block): Mục đích của khối tạo xung là mô phỏng lại tín hiệu ra từ detector với sườn lên dốc (~ns) và sườn giảm suy giảm theo hàm số mũ với hằng số thời gian ~μs. Sơ đồ khối của khối tạo xung được trình bày trên Hình 2.16. Nguyên lý hoạt động của khối tạo xung: Trigger sẽ kích hoạt khối tạo xung theo một chu kỳ thời gian định sẵn, một xung nhảy bậc được tạo ra, sau đó được cộng dồn với biên độ xung của chu kỳ trước và được lưu trữ tạm thời tại khối “Memory and Gain”. Khối Zero-pole mô phỏng quá trình hoạt động của mạch lọc RC có hằng số thời gian RC = T. Tín hiệu sau khi đi qua khối Zero- pole được cộng thêm nhiễu trắng từ khối “Band Limited White Noise” với dải biên độ 59 nhiễu được đặt tùy ý. Tín hiệu ra từ khối tạo xung được trình bày như trong Hình 2.17. Hình 2.16. Sơ đồ khối của khối tạo xung trên MATLAB – Simulink Hình 2.17. Biên độ tín hiệu ra từ khối tạo xung - Khối ADC: Khối “Idealized ADC quantizer” và khối “Zero-Order Hold” được ghép nối để mô phỏng Flash ADC trên MATLAB-Simulink. ADC sử dụng trong DMCA là AD9254, sơ đồ khối được trình bày trong Hình 2.18. Với biên độ tín hiệu tương tự lối vào trong khoảng -1 ÷ 1 V, tốc độ lấy mẫu 150 MSPS, các thông số của khối ADC trong phần mềm mô phỏng được đặt như Hình 2.19. Tín hiệu sau khi số hóa (qua khối ADC) được trình bày trên Hình 2.20. 60 Hình 2.18. Sơ đồ khối ADC9254/AnalogDevices Hình 2.19. Khối ADC trên phần mềm mô phỏng MATLAB Simulink Hình 2.20. Tín hiệu trước và sau khi lấy mẫu bởi ADC 61 - Khối lọc năng lượng: Khối lọc năng lượng – Khối hình thành xung hình thang có hàm truyền trong miền tần số phức z được biểu diễn bằng công thức (2.28). Ta chia nhỏ bộ lọc năng lượng thành 4 tầng lọc nhỏ với hàm truyền tương ứng: ( )11 1TPZF z −− = − (2.30) 2 1 1 1 R TPZ z F z − − −  − =   −  (2.31) ( ) 3 1 1 1 R M TPZ z F z − + − −  − =   −  (2.32) 1 4TPZ z F R − −   =     (2.33) Trong MATLAB Simulink, 4 tầng lọc thành phần được thiết kế như Hình 2.21: Hình 2.21. Các khối chức năng trong bộ lọc năng lượng Dạng xung tín hiệu từ các khối chức năng được trình bày trên Hình 2.22: 62 Hình 2.22. Xung ra tương ứng từ các khối chức năng trên phần mềm mô phỏng 2.3. Phương thức lựa chọn các tham số trong DPP 2.3.1. Giải chập xung trong các hệ phổ kế nh