Luận văn Giải pháp kết hợp CDMA/OFDM cho hệ thống thông tin di động

MỤC LỤC

Trang

 

LỜI CAM ĐOAN 1

TÓM TẮT NỘI DUNG LUẬN VĂN 2

MỤC LỤC 4

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CÁC CHỮ VIẾT TẮT 8

DANH MỤC HÌNH VẼ 11

DANH MỤC BẢNG BIỂU 13

MỞ ĐẦU 14

1 LÝ THUYẾT VỀ KÊNH VÔ TUYẾN 16

1.1 Kênh truyền vô tuyến 16

1.2 Các hiện tượng ảnh hưởng đến chất lượng kênh truyền: 17

1.2.1 Hiệu ứng đa đường (Multipath) 17

1.2.2 Hiệu ứng Doppler 17

1.2.3 Hiệu ứng bóng râm (Shadowing) 17

1.3 Các dạng kênh truyền: 17

1.3.1 Kênh truyền Chọn Lọc Tần Số và Kênh truyền Fading Phẳng 18

1.3.2 Kênh truyền chọn lọc thời gian và Kênh truyền không chọn lọc thời gian 19

1.4 Các đặc trưng của kênh fading 20

1.4.1 Hệ thống ngẫu nhiên phụ thuộc thời gian 20

1.4.1.1 Khái niệm đáp ứng xung của kênh truyền 20

1.4.1.2 Mô hình quá trình dừng theo nghĩa rộng tán xạ không tương quan (WSSUS) 20

1.4.2 Kênh AWGN 22

1.4.3 Truyền dẫn đa đường 23

1.4.4 Trải phổ Doppler 27

1.4.5 Sự phụ thuộc tần số và phụ thuộc thời gian của kênh 33

1.4.6 Kênh phụ thuộc thời gian và phụ thuộc tần số 36

1.4.7 Nhiễu xuyên “ký hiệu” (ISI) và nhiễu xuyên kênh (ICI) 37

2 ĐIỀU CHẾ PHÂN CHIA THEO TẦN SỐ TRỰC GIAO OFDM 40

2.1 Truyền dẫn đa sóng mang OFDM 40

2.1.1. Khái niệm về truyền dẫn đa sóng mang 40

2.1.2. Truyền dẫn đa sóng mang bằng OFDM 44

2.1.3. Thực hiện OFDM bằng biến đổi Fourier nhanh - FFT 48

2.1.4. OFDM có khoảng bảo vệ 49

2.1.5. Dạng phổ của hệ thống OFDM 56

2.1.6. Ưu điểm và nhược điểm của OFDM 59

2.2 Điều chế và giải điều chế OFDM 60

2.2.1 Điều chế và giải điều chế đa sóng mang 61

2.2.2 Tạo tín hiệu I/Q 64

2.2.2.1 Phương pháp vuông góc Analog 64

2.2.2.2 Phương pháp lọc số FIR 65

3 KỸ THUẬT ĐA TRUY CẬP KÊNH TRUYỀN ĐA SÓNG MANG PHÂN CHIA THEO MÃ (MC – CDMA ) 67

3.1 Giới thiệu về kỹ thuật đa truy nhập phân chia theo mã CDMA 67

3.1.1 Kỹ thuật trải phổ 67

3.1.1.1 Giới thiệu chung 67

3.1.1.2 Các chuỗi trải phổ 69

3.1.2 Nguyên lý của CDMA 72

3.1.3 Máy thu Rake 73

3.2 Giới thiệu về kỹ thuật đa truy nhập kênh truyền đa sóng mang phân chia theo mã (MC-CDMA) 74

3.2.1 Nguyên lý chung của kỹ thuật MC – CDMA 75

3.2.2 Các kỹ thuật tách sóng 78

3.2.2.1 Kỹ thuật SUD 79

3.2.2.2 Kỹ thuật MUD 81

3.2.3 Ư u khuyết điểm của hệ thống dùng MC-CDMA 83

3.2.3.1 Ưu điểm 83

3.2.3.2 Khuyết điểm 83

3.2.4 Sự khác nhau giữa MC-CDMA và OFDM 84

4 HỆ THỐNG CẢI THIỆN HIỆU SUẤT CHO THÔNG TIN DI ĐỘNG SỬ DỤNG CÔNG NGHỆ CDMA/OFDM 85

4.1 Giới thiệu 85

4.2 Cấu trúc truyền cho đường downlink sử dụng công nghệ CDMA/OFDM 85

4.3 Các phương pháp tách sóng được sử dụng 88

4.3.1 Tách sóng thông thường 89

4.3.2 Tách sóng tối ưu 90

4.4 Phân tích hiệu quả hoạt động 90

4.4.1 Kênh AWGN 90

4.4.2 Kênh fading Rayleigh 91

4.5 So sánh hệ thống OFDM với hệ thống kết hợp CDMA/OFDM 91

4.6 So sánh CDMA/OFDM với CDMA/MRC 92

4.7 Kết quả mô phỏng 93

KẾT LUẬN 97

TÀI LIỆU THAM KHẢO 99

 

 

doc98 trang | Chia sẻ: maiphuongdc | Lượt xem: 1469 | Lượt tải: 1download
Bạn đang xem trước 20 trang tài liệu Luận văn Giải pháp kết hợp CDMA/OFDM cho hệ thống thông tin di động, để xem tài liệu hoàn chỉnh bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên
cosin nâng, và hệ số rolloff là . Với một kênh truyền có độ trễ truyền dẫn là , quá trình thu sẽ không xảy ra nhiễu xuyên “ký hiệu” ISI chỉ khi: = . Tốc độ bit khi đó sẽ là: bị giới hạn bởi độ trải trễ của kênh. Ý tưởng đơn giản của truyền dẫn đa sóng mang là để vượt qua giới hạn trên, sẽ thực hiện chia cắt luồng dữ liệu thành K luồng dữ liệu nhỏ có tốc độ thấp và truyền các luồng dữ liệu nhỏ này trên các sóng mang liền nhau, như mô tả ở hình 2.1. Điều đó thể hiện một sự truyền dẫn song song trong miền tần số và nó không ảnh hưởng đến băng thông tổng cộng được yêu cầu. Mỗi một sóng mang con sẽ có độ rộng băng thông là B/K, trong khi khoảng thời gian “ký hiệu” sẽ tăng lên K lần, điều này cho phép tốc độ dữ liệu tăng lên K lần, với độ trễ cho trước. Tuy nhiên, chúng ta không thể tăng hệ số K lên một cách tùy ý vì với khoảng thời gian “ký hiệu” quá dài, sẽ làm cho việc truyền dẫn trở nên quá nhạy với sự phụ thuộc thời gian của kênh, liên quan đến tần số Doppler lớn nhất . Giả sử điều kiện sau được đáp ứng: vmaxTs = 1 Cả hai điều kiện được thỏa mãn đồng thời nếu hệ số: thoả mãn điều kiện k = 1. Với hệ số k đủ nhỏ cho trước, tồn tại khoảng thời gian “ký hiệu” Ts thỏa mãn cả 2 yêu cầu để có một điều kiện truyền dẫn tốt nhất. Chúng ta có thể lựa chọn khoảng thời gian “ký hiệu” tối ưu phù hợp với kênh truyền và thực hiện song song luồng dữ liệu cho trước trong 1 cách thích hợp. Có 2 khả năng để thực hiện truyền dẫn đa sóng mang và chúng đều tương đương với đặc tính kênh truyền. Cách đầu tiên sẽ là giải pháp đa sóng mang bằng cách sử dụng K sóng mang riêng rẽ và được điều chế độc lập. Cách 2 dựa trên một băng lọc của K bộ lọc băng thông liền kề, thỏa mãn cho luồng dữ liệu song song và dẫn đến sự truyền dẫn song song ở miền tần số. Giải pháp đầu tiên duy trì tần số các sóng mang con cố định và xem xét sự điều chế trong miền thời gian cho từng sóng mang con. Cách 2 sẽ giữ 1 khe thời gian có độ dài Ts cố định và xem xét sự điều chế trong miền tần số cho mỗi khe thời gian. Trong cách đầu tiên, luồng dữ liệu được cắt ra thành K luồng song song, mỗi luồng được điều chế trên một sóng mang con của nó ở tần số fk trong băng gốc dạng phức, được mô tả bằng sóng hài phức exp(j2fkt). Chúng ta sẽ gọi “ký hiệu” điều chế phức là skl trong đó k là chỉ số tần số và l là chỉ số thời gian. Với xung truyền dẫn băng gốc g(t), ta có đồ thị của trạng thái ban đầu như hình 2.2. Hình 2.2: Sơ đồ khối của truyền dẫn đa sóng mang. Giải pháp 1 Luồng dữ liệu song song tác động các bộ lọc dạng xung giống nhau g(t), và tín hiệu sau khi qua bộ lọc được điều chế trên các sóng mang khác nhau và tổng hợp lại trước khi truyền. Tín hiệu băng gốc được cho bởi biểu thức: (2.1) ở đây Ts là khoảng thời gian “ký hiệu” song song. Chỉ số miền thời gian l có thể chạy từ 0 hoặc từ - đến +. Do mọi truyền dẫn thực tế đều bắt đầu và kết thúc ở những thời điểm nhất định, nên thực tế hơn nếu để l chạy từ 0 đến L-1, và L là một số nguyên. Chỉ số tần số có thể chạy trên một miền giới hạn. Về mặt toán học, chọn k=0, 1, …., K-1. Tuy nhiên, trong kỹ thuật người ta thường chọn f0 nằm ở giữa, tương ứng với DC trong băng gốc, và tần số trung tâm fc trong băng thông, với k âm cho miền băng dưới và chỉ số k dương cho miền băng trên. Với những lí do đối xứng, chúng ta có thể lựa chọn số lượng sóng mang là K+1 trong đó K là số nguyên chẵn, và để k=0, 1, 2,…, K/2. Tín hiệu băng thông khi đó cho bởi: Trong các hệ thống thực tế, thành phần DC sẽ để trống, dó đó chỉ các sóng mang k=1, 2, …., K/2 được sử dụng. Trong cách thứ 2, chúng ta sẽ xem xét xung truyền dẫn cơ bản g(t). Thành phần dịch tần của xung này là: Nếu g(t)=g0(t) nằm tại tần số f=0, và gk(t) nằm tại tần số f=fk. Ngược lại với cơ chế ban đầu, với mỗi thời điểm l, tập K (hoặc K+1) “ký hiệu” điều chế được truyền bởi các xung khác nhau gk(t), luồng dữ liệu song song kích thích 1 bank lọc của K (hoặc K+1) bộ lọc thông dải khác nhau. Các đầu ra của bộ lọc sau đó được tổng hợp lại trước khi truyền. Giải pháp này được mô tả ở hình 2.3: Hình 2.3: Sơ đồ khối của truyền dẫn đa sóng mang. Giải pháp 2 Tín hiệu truyền khi đó là: với miền của các chỉ số tổng k và l, sự lưu ý cũng giống như ở trên. Chúng ta định nghĩa: Để nhận được biểu thức ngắn gọn sau (2.2) Có thể thấy ta sẽ quay trở lại cách 1 nếu ta thay thế “ký hiệu” điều chế skl bằng . Sự quay pha độc lập tần số thời gian như vậy không làm thay đổi hoạt động, vì thế cả 2 phương pháp là tương đương. Tuy nhiên, cách thứ 2- sử dụng bank lọc- thì gần gũi hơn với việc triển khai, đặc biệt trong trường hợp của OFDM, khi mà bank lọc chỉ là 1 FFT. Do vậy, giải pháp thứ 2 này sẽ được sử dụng trong thực tế. Truyền dẫn đa sóng mang bằng OFDM Chúng ta đã thấy rằng có rất nhiều tiện lợi nhờ việc dựa trên cơ sở truyền dẫn trực giao. Do đó, ta sẽ chọn (t) của phương trình (2.2) sao cho nó là trực giao cả về thời gian và tần số. Do đó chúng ta thu được: (2.3) Theo nguyên tắc, có 2 phương pháp rõ ràng để thỏa mãn điều kiện trực giao cho truyền dẫn đa sóng mang. Lưu ý rằng 2 xung là luôn luôn trực giao nếu chúng không có sự chồng chéo lên nhau hoặc ở trong miền thời gian, hoặc ở trong miền tần số. Cách thứ nhất ta lựa chọn các xung băng tần giới hạn và trực giao về thời gian. Gọi g(t) là 1 xung mà tập trung chủ yếu trong miền tần số ở tần số f=0, vì thế chúng ta có thể viết g(t)=g0(t), đây là xung tương ứng với chỉ số tần số k=0. Các xung khác với l {0, 1, 2, ….} là một thành phần cơ bản Nyquist, do vậy nó thỏa mãn điều kiện trực giao. Trong miền thời gian với: chúng ta định nghĩa: Do với k khác nhau, các xung này là tách biệt hoàn toàn trong miền tần số, do đó điều kiện (2.3) được thỏa mãn. Cơ chế khởi tạo điều chế đa sóng mang này được mô tả ở hình 2.4 với =0.5 và =0. Trong hình vẽ 2.4, chúng ta đã thay thế phổ cosin nâng bằng một phổ hình thang cũng tương đương với thành phần cơ bản Nyquist. Trường hợp =0, tương đương với dạng phổ hình chữ nhật lý tưởng và hình dạng sinc trong miền thời gian và là phổ hiệu quả nhất nhưng không có khả năng triển khai trong thực tế. Hình 2.4: Phổ đa sóng mang Cách thứ 2 sẽ lựa chọn các xung giới hạn về thời gian và trực giao tần số. Do miền thời gian và miền tần số là tương đương nhau về mặt toán học, chúng ta có thể chỉ ra điều kiện trực giao tương đương trong miền tần số. Làm điều này, chúng ta sẽ thu được các xung giới hạn thời gian gkl(t) trực giao trong miền tần số bởi cách xây dựng sau: lựa chọn g(t) là một xung nằm trong khoảng thời gian [-Ts/2, Ts/2] của khoảng thời gian Ts theo cách mà có dạng cosin nâng với hệ số rolloff . Gọi G(f) là xung trong miền tần số. Ta định nghĩa: và định nghĩa xung dịch trong miền thời gian: viết trong miền tần số: Từ những vấn để của các xung Nyquist (với sự tương ứng giữa miền thời gian và miền tần số), chúng ta có: Ta định nghĩa: Thực tế, với các l khác nhau thì các xung này được tách biệt nhau rõ ràng, do vậy có thể dễ dàng xác nhận rằng điều kiện (2.3) được thỏa mãn. Việc thiết lập điều chế đa sóng mang này được mô tả trong hình 2.5 với =0. Điều này tương ứng với các thành phần cơ bản Fourier đã nêu ở trên. Chú ý rằng luôn có 1 sự chồng phổ của các sóng mang con, nhưng sóng mang có thể được tách biệt nhờ vào đặc tính trực giao của chúng. Ngược lại với phương pháp 1 trước đó, =0 có khả năng được thực hiện với sự chính xác có thể chấp nhận được trong các hệ thống thực tế. Hình 2.5: Hình dạng chồng lấn phổ trực giao của OFDM. Trong trường hợp này với =0, đó là OFDM nghĩa hẹp (narrow-sense) vì nó luôn luôn được thực hiện. Trong trường hợp đó, g(t) chỉ là một hình chữ nhật trong khoảng thời gian Ts mà chúng ta chọn [0, Ts] cho thuận tiện. Do vậy fk=k/Ts và các xung dịch tần chỉ là hàm Fourier cơ bản: (2.4) trong khoảng thời gian T=Ts. Vì thế truyền dẫn OFDM chỉ là sự tổng hợp Fourier cho mọi khoảng thời gian, mà ở đó thông tin được chứa trong các hệ số skl. Với tín hiệu thu r(t), các đầu ra bộ tách sóng Dk[r]= Dgk[r] ở tần số thứ k với l=0 chỉ là kết quả của việc phân tích Fourier: (2.5) khôi phục chính xác sk0 cho kênh truyền dân lí tưởng với r(t)=s(t). Với bất kỳ giá trị l nào, Dgk[r]= là đầu bộ phân tích Fourier cho tần số thứ k ở trong khoảng dịch thời gian lTs. Chú ý rằng, với OFDM nghĩa hẹp hai khái niệm của hình 2.2 và hình 2.3 là tương đương vì fk=1/T=1/Ts. Đặc tính này sẽ bị mất khi khoảng bảo vệ được thêm vào. Thực hiện OFDM bằng biến đổi Fourier nhanh - FFT Nếu xét 1 khoảng thời gian (ví dụ với =0), tín hiệu truyền được cho bởi biểu thức: Như vậy với mỗi khoảng thời gian T, OFDM sẽ chỉ là một bộ tổng hợp Fourier cho chính khoảng đó. Các máy thu được đồng bộ hoàn hảo chỉ thực hiện phân tích Fourier để khôi phục lại “ký hiệu” dữ liệu sk từ tín hiệu: Phân tích Fourier được thực hiện một cách hoàn hảo nhờ biến đổi Fourier nhanh FFT, một bộ tổng hợp được thực hiện bởi FFT ngược (IFFT). Luồng “ký hiệu” skl đã được điều chế số được chia thành các khối với chiều dài K (hoặc K+1), được biến đổi Fourier ngược rời rạc bằng IFFT, qua bộ biến đổi D-A và sau đó được truyền đi. FFT với chiều dài NFFT được lựa chọn lớn hơn nhiều so với K để đảm bảo ảnh hưởng biên được loại trừ tại nửa tần số lấy mẫu và để đảm bảo dạng của bộ lọc tái tạo của DAC không ảnh hưởng đến phần chính của phổ. Hơn thế nữa, các phổ ẩn (alias) cũng phải được khử. Ví dụ, trong các hệ thống DAB của Châu Âu và DVB-T, một bộ FFT với NFFT=2048 đã được sử dụng, và số lượng sóng mang điều chế là K=1500 và K=1700. Các hệ số phổ còn lại NFFT-K nằm phía ngoài băng truyền dẫn được đặt bằng 0. Tại phía thu, tín hiệu băng gốc sẽ được biến đổi tương tự sang số. Sau đó, với mỗi khối gồm NFFT mẫu, một bộ FFT với chiều dài đó được thực hiện, và K hệ số hữu ích sẽ được lấy ra từ NFFT hệ số phổ tần. Hình 2.6: Thực hiện OFDM bằng FFT OFDM có khoảng bảo vệ Ở phần trước, khi nghiên cứu về các đặc tính của OFDM, ta đã giả sử giữa phía thu và phía phát được đồng bộ một cách hoàn hảo. Trong các kênh fading đa đường phụ thuộc tần số, hiện tượng mất đồng bộ thường xảy ra do các thành phần vọng của tín hiệu thường là các tín hiệu được đồng bộ kém. Kết quả là các xung cơ bản của tín hiệu OFDM ban đầu và thành phần trễ của tín hiệu sẽ không còn là trực giao nữa. Điều này sẽ dẫn đến nhiễu ISI trong miền tần số và thời gian do đầu ra bộ tách sóng tại tần số thứ k và khe thời gian thứ của thành phần tín hiệu trễ với có sự góp mặt ISI từ các xung tại tất cả các tần số sóng mang con khác tại khe thời gian và -1. Đặc tính này, là kết quả của sự mất trực giao do sự chồng lấn của các thành phần phổ, sẽ làm giảm chất lượng của OFDM. Tuy nhiên, để giải quyết vấn đề này sẽ có một cách đơn giản làm thay đổi tín hiệu truyền nhưng vẫn duy trì được sự trực giao ở một khía cạnh nào đó khi có mặt các thành phần tín hiệu đa đường. Giải pháp đó được thực hiện bằng cách thêm vào một khoảng bảo vệ (hay còn gọi là cyclic prefix). Bằng cách đó, các “ký hiệu” sẽ được mở rộng ra một cách đều đặn từ sóng hài gốc trong khoảng thời gian Fourier T bằng cách thêm khoảng bảo vệ với độ rộng để trở thành 1 hài có cùng tần số và pha nhưng với độ rộng . Như mô tả ở hình 2.7, việc thực hiện trên tương ứng với việc ta đã sao chép một phần với chiều dài từ đoạn cuối của “ký hiệu” và đặt nó lên trước tín hiệu. Về mặt toán học, xung cơ bản gk(t) như mô tả bởi biểu thức (2.4) được thay thế bằng một xung cơ bản mới được định nghĩa bởi biểu thức: (2.6) Hình 2.7: OFDM có thêm khoảng bảo vệ Thành phần hàm mũ dạng phức không đổi do tần số vẫn là fk=k/T và pha không đổi. Chỉ có khoảng thời gian mà xung tồn tại được mở rộng từ thành . Chuẩn hóa năng lượng của xung là 1. Khi đó, tín hiệu truyền cho bởi: (2.7) với: (2.8) Các xung truyền là không trực giao từng đôi một. Tuy nhiên, ta sẽ chỉ sử dụng một tập các xung bộ tách sóng trực giao được cho bởi biểu thức: ở đây vẫn là các hàm Fourier cơ bản cho khoảng thời gian T như đã được định nghĩa bởi biểu thức (2.4). Điều này có nghĩa việc phân tích Fourier tại phía thu hoạt động với cùng cửa sổ phân tích có chiều rộng T, nhưng sẽ được thực hiện một lần trong suốt khoảng thời gian TS thay cho khoảng thời gian T. Như mô tả ở hình 2.8, sẽ có 1 khoảng trống giữa các cửa sổ kề nhau. Nhờ có khoảng trống này cùng với các xung truyền dẫn được mở rộng có chu kỳ, sẽ cho phép sự mất đồng bộ trong khoảng thời gian tối đa là , tương đương với một sự dịch sang phải của tín hiệu. Đầu ra bộ tách sóng cho gkl(t), với xung được truyền là là: Hình 2.8: OFDM với khoảng bảo vệ: (a) Xung truyền dẫn, (b) Xung tách sóng. Như vậy, gkl(t) và xung cơ bản bộ tách sóng là trực giao với nhau trừ khi chỉ số tần số và thời gian giống nhau. Chú ý rằng nếu chúng giống nhau đầu ra sẽ không lấy giá trị 1 mà sẽ lấy giá trị nhỏ hơn . Nguyên nhân là do tiêu hao năng lượng của một phần “ký hiệu” mà phần đó không được sử dụng vào việc tách sóng. Nếu với được gọi là xung cơ bản trễ , từ tích phân tương đương ở trên ta sẽ có được: (2.9) Như vậy với , sự trực giao giữa thành phần xung cơ bản phía phát và phía tách sóng (phía thu) ứng với các chỉ số khác nhau sẽ được đảm bảo, nếu có cùng chỉ số đầu ra tách sóng chỉ bị ảnh hưởng bởi hệ số pha độc lập tần số. Gọi s(t) là tín hiệu OFDM được cho bởi biểu thức (2.7) và với là tín hiệu nhận được, và đó chỉ là thành phần trễ của tín hiệu phát s(t), ta sẽ nhận được kết quả: Do đó skl sẽ được khôi phục lại mà không có ISI, nhưng bị quay đi một góc bởi hệ số quay pha. Hệ số pha này bỏ ra ngoài với giải điều chế vi sai. Với giải điều chế coherent, hệ số pha này sẽ phải được xác định bằng sự ước lượng kênh. Nếu tín hiệu nhận là sự xếp chồng của các thành phần trễ của tín hiệu phát, với các hệ số phức c1 và c2, tín hiệu skl sẽ được khôi phục lại mà không có ISI khi các độ trễ của nó không vượt quá khoảng bảo vệ. Tuy nhiên, chúng sẽ bị ảnh hưởng bởi hệ số nhân phức , đó là sự xếp chồng của các hệ số pha (phasor) tương ứng với 2 thành phần vọng. Đầu ra tách sóng lúc này sẽ là: nếu là sự xếp chồng của N thành phần vọng, khi đó Hk sẽ được cho bởi biểu thức: Giả sử kênh là không bất biến được đặc trưng bởi đáp ứng xung không bất biến và giả sử =0 với hoặc . Hàm truyền đạt tương ứng H(f,t) sẽ là: và tín hiệu nhận được khi không có tạp âm: Tiếp tục giả sử rằng kênh biến đổi chậm nên có thể được coi độc lập về thời gian trong khoảng khe thời gian tức là ta có: và với: trong suốt khoảng “ký hiệu” OFDM thứ với chiều dài TS. Ta có thể tính được đầu ra bộ tách sóng với một thành phần cơ bản truyền dẫn trên kênh đó, và được tính bởi biểu thức: ở đây chính là tích phân 2 lớp: Trong đó tích phân thứ nhất tương ứng với tích vô hướng và tích phân thứ 2 tướng ứng với việc thực hiện xoắn tín hiệu. Nếu thay đổi thứ tự lấy tích phân ta sẽ có: Như vậy lúc này tích phân thứ 2 chỉ là . Từ biểu thức (2.9) ta sẽ có được: tức là: Đầu ra tại thời gian và tần số k với điều kiện không có nhiễu r(t) sẽ được cho bởi biểu thức: (2.10) Nếu gọi và thì truyền dẫn OFDM khi có khoảng bảo vệ trong kênh fading chậm có tạp âm có thể được mô tả bởi mô hình kênh: (2.11) Với là AWGN rời rạc dạng phức có phương sai . Biên độ fading được mô hình hóa như fading Rayleigh hoặc Ricean. Giả sử công suất truyền của kênh được chuẩn hóa là 1, tức là ta có: , và lưu ý tới hệ số cho biết có sự tiêu tán năng lượng trong quá trình hoạt động do 1 phần của tín hiệu sẵn có tại không được đánh giá tại phía thu. Do vậy, tất cả các đường cong hoạt động là hàm của Eb/N0 hoặc Es/N0 đều bị dịch chuyển về bên phải dB. Nếu =0.8, thì sự suy hao sẽ là 1dB. Bởi vì các xung cơ bản được chuẩn hóa theo , ta vẫn sẽ có và SNR sẽ là: Tại máy thu sẽ là: (2.12) Trong trường hợp việc điều chế với log2(M) bit trên một “ký hiệu” phức và tốc độ mã hóa RC. Như vậy, các đường cong hoạt động của hệ thống là 1 hàm của SNR sẽ được duy trì không đổi nhờ có khoảng bảo vệ. Trên cơ sở các vấn đề đã trình bày ở trên, ta có thể đi đến một vài tổng kết và bổ sung thêm một vài điểm lưu ý sau đây: Độ dài khoảng thời gian T ở trong hình 2.7 được sử dụng cho phân tích Fourier tại bộ tách sóng sẽ được gọi là cửa sổ Fourier. Khoảng cách giữa 2 sóng mang liền kề sẽ là Khoảng thời gian “ký hiệu” cho mỗi sóng mang con sẽ là. Với mỗi chỉ số k cố định, tốc độ “ký hiệu” của các “ký hiệu” truyền dẫn skl sẽ là . Ngược với OFDM không có khoảng bảo vệ, hai khái niệm ở trên hình 2.2 và 2.3 là không tương đương nhau do . Việc thực hiện FFT cho OFDM tương đương với việc thực hiện OFDM ở trên hình 2.3. Để có thể chuyển sang các khái niệm ở trên hình 2.2 ta phải thực hiện nhân mỗi “ký hiệu” điều chế skl với . Điều này sẽ không đem lại hữu ích nào nên sẽ không được sử dụng trong các hệ thống thực tế. Phần tín hiệu được truyền đi trong mỗi khoảng thời gian sẽ được gọi là “ký hiệu” OFDM. Mỗi “ký hiệu” OFDM sẽ tương ứng với 1 số K “ký hiệu” truyền dẫn skl. Do vậy, tốc độ “ký hiệu” tổng sẽ là . Bỏ qua các mào đầu khác, tốc độ bit hữu ích sẽ là với giả sử thực hiện việc điều chế và mã hóa kênh với M-PSK hoặc M-QAM có tốc độ mã hóa RC. Chiều dài FFT N thường được cho bởi công suất nhỏ nhất của 2 thành phần mà thỏa mãn K<N. Trở lại với hệ thống DVB-T có K+1=1705, vì thế N=2048 là chiều dài FFT nhỏ nhất có thể được sử dụng. Tuy nhiên, có thể lấy N=4096 cho việc tổng hợp hoặc phân tích Fourier. Việc thực hiện oversampling này sẽ trở nên có ích trong một vài mục đích khác nhau. Dạng phổ của hệ thống OFDM Trong phần này sẽ nêu lên những vấn đề thực hiện liên quan đến các đặc tính phổ của OFDM. Ta sẽ tiến hành xem xét một hệ thống OFDM với các sóng mang con tại các vị trí tần số trong băng gốc dạng phức được cho trước bởi fk=k/T với k=0, 1, 2, …., K/2. Như đã trình bày ở trong mục 2.1.2, các xung sóng mang con trong miền tần số có dạng giống như các hàm sin xếp chồng lên nhau để nhận được một phổ gần giống hình chữ nhật nằm giữa –K/T và +K/T. Tuy nhiên, tồn tại một bức xạ lớn ngoài băng bên phía ngoài búp chính của phổ OFDM do hiện tượng giảm chậm của hàm sin. Đây là phổ của tín hiệu OFDM khi không có khoảng bảo vệ. Khi có thêm khoảng bảo vệ, nó sẽ thay đổi nhỏ dạng phổ nhờ việc thêm vào độ gợn sóng cho búp chính và giảm độ gợn sóng cho các búp biên. Hình 2.9 mô tả phổ OFDM này với K=96, độ rộng của khoảng bảo vệ là . Phổ công suất (dB) Phổ công suất (tuyến tính) Tần số chuẩn hóa fT Tần số chuẩn hóa fT Hình 2.9: Phổ mật độ công suất tín hiệu OFDM có khoảng bảo vệ Số lượng sóng mang con ảnh hưởng rất lớn đến sự suy giảm của các búp biên. Với độ rộng búp chính là B=K/T, phổ của mỗi sóng mang con – bao gồm các búp biên của nó – trở nên hẹp hơn khi tăng K. Kết quả là các búp biên của toàn bộ phổ OFDM sẽ càng đạt tới dạng phổ chữ nhật hơn. Tuy nhiên, ngay cả với số K lớn thì suy giảm có thể vẫn không đủ thỏa mãn để đáp ứng yêu cầu quy hoạch mạng. Do vậy sẽ có những giới hạn đặc biệt cho các hệ thống quảng bá mà ở đó độ suy giảm của búp biên vào khoảng -70dB. Trong trường hợp đó, các bước thích hợp phải được thực hiện để giảm sự bức xạ ngoài băng. Trong các hệ thống thực tế yêu cầu một mặt nạ phổ xác định đóng vai trò là một giới hạn cho phổ của tín hiệu OFDM trong quá trình triển khai. Mặt nạ phổ này thường được xác định bởi những thông số kỹ thuật cho biết độ bức xạ ngoài băng cho phép lớn nhất tại tần số cho trước. Hình 2.10 cho ta một ví dụ về một mặt nạ phổ thường được sử dụng trong các hệ thống LAN không dây. Thực hiện chuẩn hóa tần số theo độ rộng của búp chính B=K/T, do vậy, búp chính sẽ nằm giữa các tần số đã chuẩn hóa -0.5 và 0.5. Để thỏa mãn những yêu cầu về mặt nạ phổ về việc giảm các búp biên và sẽ được thực hiện thông qua các bộ lọc, thường là lọc số để nâng cao chất lượng. Tần số chuẩn hóa fT Hình 2.10: Mặt nạ phổ cho hệ thống OFDM. Trong ví dụ ở đây, bộ lọc số được sử dụng là bộ lọc Butterworth để làm giảm các búp biên của tín hiệu OFDM có K=96 và N=512 (thực hiện oversampling 4 lần). Để tránh những sự suy hao đáng kể hoặc sự méo trễ nhóm bên trong búp chính, sẽ chọn độ rộng bộ lọc 3dB f3dB=64/T. Với băng thông này, biên độ sẽ là phẳng và pha gần tuyến tính bên trong búp chính. Phổ công suất (dB) Tần số chuẩn hóa fT Hình 2.11: Phổ của tín hiệu OFDM khi sử dụng bộ lọc Butterworth bậc 5 và bậc 10. Ưu điểm và nhược điểm của OFDM Sau khi đã có những hiểu biết ban đầu về OFDM, trong phần này sẽ nêu lên những điểm mạnh cũng như những điểm yếu của phương pháp điều chế đa sóng mang dựa trên OFDM. Ưu điểm: Hiệu quả sử dụng phổ tần cao do có được phổ tần số gần với dạng hình chữ nhật khi đạt được số lượng lớn các sóng mang con. Do tránh được các nhiễu ISI và ICI với một khoảng bảo vệ đủ dài do vậy phía thu sẽ có kết cấu không quá phức tạp. Có thể dễ dàng thực hiện việc thích ứng phổ tần linh động. Có thể sử dụng các cơ chế điều chế khác nhau cho các sóng mang con tùy theo điều kiện truyền dẫn trên mỗi sóng mang con đó. Nhược điểm: Do các tín hiệu đa sóng mang có tỉ sổ công suất đỉnh so với công suất trung bình cao nên nó yêu cầu bộ khuếch đại có độ tuyến tính lớn. Mặt khác, sự suy giảm hoạt động của hệ thống có thể xảy ra và thành phần công suất nằm ngoài băng tần mong muốn sẽ được tăng cường. Do có sự thêm vào các khoảng bảo vệ nên dẫn đến sự mất mát phổ tần. Hệ thống điều chế đa sóng mang chịu tác động của trải phổ Doppler mạnh hơn so với các hệ thống điều chế sóng mang đơn. Do các bộ tạo dao động tại máy thu và máy phát không hoàn hảo nên sẽ gây ra tạp âm pha ảnh hưởng đến hoạt động của hệ thống. Đòi hỏi đồng bộ tần số và thời gian chính xác. Điều chế và giải điều chế OFDM Xem xét một sơ đồ khối tổng quát của bộ thu phát đa sóng mang được áp dụng trong môi trường di động tế bào với 1 BTS trung tâm và các thiết bị đầu cuối (trạm di động) theo topo điểm – đa điểm. Quá trình truyền dữ liệu bắt đầu với một luồng “ký hiệu” dữ liệu được gửi từ lớp giao thức cao hơn, có thể là lớp MAC. Những “ký hiệu” dữ liệu này sẽ được mã kênh, được ánh xạ vào chòm sao “ký hiệu” theo một bảng quy định cho trước, sau đó sẽ được trải phổ (trong MC-SS) và được ghép xen một cách có lựa chọn. Các “ký hiệu” đã điều chế và “ký hiệu” tham chiếu/hoa tiêu tương ứng sẽ được ghép vào trong 1 khung hoặc 1 cụm. Các “ký hiệu” thu được sau quá trình định dạng khung sẽ được ghép kênh và được điều chế đa sóng mang bằng cách sử dụng OFDM và cuối cùng được chuyển đến cho thiết bị phát vô tuyến thông qua một giao tiếp vật lý thực hiện biến đổi D/A. Quá trình nhận sẽ bắt đầu bằng việc nhận tín hiệu analog từ thiết bị nhận vô tuyến. Bộ biến đổi A/D sẽ biến đổi tín hiệu analog này sang miền số. Sau khi giải điều chế đa sóng mang (IOFDM) và tách khung (deframing), các “ký hiệu” tham chiếu và hoa tiêu được tách ra sẽ được sử dụng cho quá trình ước lượng kênh và đồng bộ. Sau khi giải ghép xen, giải trải phổ, và ánh xạ ngược, bộ giải mã kênh sẽ sửa lỗi kênh để đảm bảo tính toàn vẹn dữ liệu. Cuối cùng, dữ liệu nhận được sẽ được chuyển lên lớp giao thức cao hơn để thực hiện các quá trình xử lý tiếp theo. Mặc dù trái tim của truyền dẫn đa sóng mang trực giao là hoạt động FFT/IFFT, các quá trình như đồng bộ, ước lượng kênh cùng với giải mã kênh cũng đóng một vai trò quan trọng. Phần này và các phần tiếp theo của chương này sẽ tập trung mô tả chi tiết các thành phần của cơ chế truyền dẫn đa sóng mang như điều chế và giải điều chế đa sóng mang, bộ tín hiệu số I/Q, lấy mẫu, mã hóa và giải mã kênh,… sẽ được nghiên cứu. Điều chế và giải điều chế đa sóng mang Sau khi ánh xạ và trải phổ các “ký hiệu”, mỗi khối gồm “ký hiệu” dạng phức sẽ được biến đổi nối tiếp – song song để đưa tới bộ điều chế đa sóng mang, mà ở đó các “ký hiệu” sẽ được truyền đồng thời trên sóng mang con song song, mỗi sóng mang con này sẽ chiếm 1 khoảng nhỏ (1/) của băng tần B. Hình 2.12: Sơ đồ khối của bộ phát đa sóng mang Tín hiệu băng gốc được truyền là: (2.13) với là số lượng sóng mang con, 1/Ts là tốc độ “ký hiệu” kết hợp với mỗi sóng mang con, g(t) là đáp ứng xung của các bộ lọc bên phát, dk,l là “ký hiệu” chòm sao dạng phức và fk là tần số của sóng mang con thứ k. Giả sử rằng tất các các sóng mang con có độ rộng tương đương nhau: Tín hiệu RF biến đổi lên (up conversion) truyền đi được biểu diễn bởi biểu thức: (2.14) với fc là tần số sóng mang. Hình 2.13: Sơ đồ khối của bộ thu đa sóng mang Tại phía thu, tín hiệu RF thu được sẽ được biến đổi xuống (down conversion), sau đó một băng gồm bộ lọc thích ứng sẽ được sử dụng để giải điều chế tất cả các sóng mang con. Tín hiệu băng gốc nhận được sau giải điều chế và lọc trước khi được lấy mẫu tại tần số sóng mang fm được cho bởi biểu thức: (2.15) với h(t) là đáp ứng xung của bộ lọc bên nhận và nó thích ứng với bộ lọc truyền (ví dụ . Kí hiệu là tích chập. Trong trường hợp này ta đã xét tín hiệu nhận trong điều kiện không có tạp âm và fading. Sau khi lấy mẫu với thời gian lấy mẫu tối ưu t=l.Ts, các mẫu thu được nếu phía thu và phía phát của truyền dẫn đa sóng mang thỏa mãn các điều kiện Nyquist về không có ISI và ICI. Để thỏa mãn các điều kiện này, các phương pháp lọc định dạng xung khác nhau sẽ được sử dụng: Hệ thống giới hạn băng tần hình chữ nhật: Mỗi sóng mang con sẽ có bộ lọc truyền băng tần giới hạn hình chữ nhật có đáp ứng xung là: Hiệu quả sử dụng ph

Các file đính kèm theo tài liệu này:

  • doc33459.doc