Luận văn Kỹ thuật đa truy nhập trong mạng quang và ứng dụng

ại gói tin đó trên cùng b−ớc sóng cho tới khi nó đến đúng đích. Mạng sử dụng giao thức đa truy nhập cảm nhận sóng mang có dò xung đột (CSMA/CA). Giao thức này cho phép nút mạng kiểm tra l−u l−ợng trên tất cả các b−ớc sóng để tránh đụng độ khi truyền dẫn. Khi một điểm truy nhập muốn truyền một gói tin tới một điểm đích xác định, nó ghép tần số sóng mang phụ t−ơng ứng với địa chỉ của điểm truy nhập đến và giả sử rằng không có gói tin khác trên cùng b−ớc sóng cùng đi đến điểm truy nhập đích, thì nó đ−ợc phép truyền gói tin và tone sóng mang phụ đã đ−ợc ghép. −u điểm chính của việc ghép sóng mang phụ mào đầu là tỷ số tín hiệu mào đầu trên số liệu là không ảnh h−ớng đến hạn chế hiệu suất băng tần nh− trong tr−ờng hợp tín hiệu mào đầu đ−ợc phát song song với dữ liệu. Lần thử nghiệm đầu tiên mạng HORNET sử dụng các khe thời gian có kích th−ớc cố định, chiều dài của nó là bằng với chiều dài của một cell ATM -45- (53 byte). Thế hệ tiếp theo của mạng này sử dụng khe thời gian có kích th−ớc thay đổi điều này là phù hợp với việc truyền tải các gói IP có kích th−ớc thay đổi. Trong cả hai tr−ờng hợp việc đồng bộ thực hiện theo gói hoặc cell. Cấu trúc mạng: Hình 2.24 chỉ ra cấu trúc mạng theo đó mạng có đặc tính : Đa kênh, cấu trúc vòng ring chia khe thời gian, sử dụng hai sợi quang cho hai h−ớng khác nhau. Các mạng truy nhập đ−ợc nối với AN bằng giao diện Gigabit Ethernet hoạt động ở tốc độ 1 Gb/s. Các khe thời gian trên vòng ring có kích th−ớc cố định bằng với kích th−ớc khung của đơn vị truyền cực đại trên Ethernet (MTU) vào khoảng 12,000 bits (hoặc 1,500 byte). Ng−ời ta đã tiến hành thử nghiệm thành công trên mạng l−ới hai cấu trúc mạng dựa trên công nghệ HORNET có các tham số nh− bảng 2.3; Trong đó ký hiệu 16/4/ 2.5 có ý nghĩa là 16 nút mạng, 4 b−ớc sóng , tốc độ dữ liệu trên một b−ớc sóng 2.5 Gb/s ; cũng t−ơng tự nh− vậy với ký hiệu 64/4/10. Tuy nhiên các nghiên cứu thử nghiệm trong phòng thí nghiệm chỉ ra rằng công nghệ này cần thêm một thời gian để hoàn thiện và nó có thể cung cấp đ−ợc các mạng có số l−ợng nút lớn và tốc độ rất cao nh− : Cấu trúc 65/32/10 –dung l−ợng mạng khoảng 1,2Tb/s ; Cấu trúc 65/16/10 –dung l−ợng mạng khoảng 350 Gb/s .v.v Bảng 2.3 Các tham số thử nghiệm mạng HORNET. Tham số Cấu trúc 1 Cấu trúc 2 Chiều dài vòng Ring 138 240 mét 138 240 mét Thời gian trễ lan truyền : D 691.2 às 691.2 às Số b−ớc sóng trên một sợi quang: Nw 4 4 Kích th−ớc khe thời gian: S 12,000 bits 12,000 bits Cờu trúc 16/4/2.5 64/4/10 Tốc độ dữ liệu trên 1 b−ớc sóng : Rw 2.5 Gb/s 10 Gb/s Tốc độ mạng : Rw x Nw 10 Gb/s 40 Gb/s Số nút truy nhập : NT 16 64 Tích trễ băng tần : BDP = Rw x D 1,728,000 bits 6,912,000 bits Số khe thời gian trên b−ớc sóng : Sw = BDP/S 144 576 -46- Hình 2.24 Cấu trúc mạng HORNET Hình 2.25 Sơ đồ cấu trúc nút mạng (AN) trong mạng HORNET AN POP AN AN ANAN AN Hai sợi quang R IP –Router / ATM -SW R R Mạng LAN Mạng khác (WAN) IP –Router / ATM -SW MAN Từ MAN Coupler 10/ 90 Bộ trễ quang Bộ thu mào đầu Tách khe thời gian Khôi phục địa chỉ Bộ thu dữ liệu B−ớc sóng rẽ (λdrop) Quản lý khe thời gian Cách tử Bộ rẽ Bộ xen Coupler Bộ phát tốc độ thay đổi 5 ns Dữ liệu vào/ ra từ nút Đến MAN λadd -47- Hình 2.26 Nguyên lý hoạt động giao thức CSMA/CA trong mạng HORNET Công nghệ HORNET rất hứa hẹn tạo ra các mạng MAN cấu trúc vòng ring mang l−u l−ợng chuyển mạch gói. Trong một vài năm gần đây các tổ chức viễn thông, các hãng chế tạo thiết bị và các nhà cung cấp dịch vụ Viễn thông đang tập trung xây dựng chuẩn mới cho mạng MAN chuyển mạch gói (chuẩn IEEE 802.17). Những −u điểm của nghệ HORNET và công nghệ RPR của Cisco cũng đã đ−ợc tận dụng để đ−a vào khuyến nghị cho tiểu chuẩn này. Cho đến nay công việc chuẩn hoá vẫn ch−a kết thúc, do vậy các hãng viễn thông lớn trên thế giới nh− (Cisco, Nortel, Siemens , NEC .v.v) đã và đang phát triển các dòng sản phẩm riêng, nhìn chung cấu trúc và chức năng của các dòng sản phẩm này là t−ơng tự nh− công nghệ HORNET hoặc công nghệ RPR hoặc là sự lai ghép giữa hai công nghệ này. Nhận xét. Ch−ơng 2 chúng ta đã phân tích các kỹ thuật liên quan đến mạng đa truy nhập theo b−ớc sóng. Mạng này rất có tiềm năng đáp ứng đ−ợc các nhu cầu về băng thông lớn. Trong đó cũng đã nêu ra một số mạng đã đ−ợc thử nghiệm và triển khai. Các mạng WDMA hình sao dự kiến có một vai trò then Tần số Không có f10 Một sợi quang λ1 λ2 λ10 Dữ liệu Sóng mang phụ Dữ liệu Sóng mang phụ Dữ liệu Sóng mang phụ Sóng mang phụ Dữ liệu Dữ liệu Sóng mang phụ Dữ liệu Sóng mang phụ Sóng mang phụ Dữ liệu Dữ liệu Clock 2.5 GHz f1 f2 f10 Tần số Sóng mang phụ Dữ liệu Bộ phát thay đổi Dữ liệu f10 -48- chốt trong t−ơng lai của các mạng máy tính tốc độ cao, các mạng lai ghép đơn b−ớc - đa b−ớc cấu trúc ring cũng mở ra những hứa hẹn lớn trong việc xây dựng các mạng MAN chuyển mạch gói đáp ứng đ−ợc l−u l−ợng cũng nh− các loại hình dịch vụ trong t−ơng lai. Cho đến thời điểm này đã có rất nhiều các linh kiện, phần tử cho mạng WDMA cũng đã và đang đ−ợc phát triển hoàn thiện điều này chỉ ra rằng các mạng WDMA có tốc độ và chất l−ợng cao đã hội đủ điều kiện đ−ợc đ−a vào ứng dụng trong thời gian tới. -49- Ch−ơng 3 kỹ thuật đa truy nhập phân chia theo sóng mang phụ - scma 3.1 Giới thiệu chung. Rất nhiều kỹ thuật sóng mang phụ của hệ thống thông tin quang đ−ợc vay m−ợn từ công nghệ truyền dẫn vi ba trong đó sóng vi ba đ−ợc sử dụng để truyền dẫn một số l−ợng các kênh tần số đã đ−ợc ghép kênh qua ph−ơng tiên truyền dẫn. Sóng mang phụ ở đây đ−ợc hiểu theo nghĩa là các kênh vi ba đã đ−ợc điều chế sau đó lại đ−ợc đ−a vào điều chế quang và truyền dẫn trên cáp sợi quang. Đây chính là nguyên lý của kỹ thật SCM (subcarrier multiplexing). Trong kỹ thuật SCM thông tin ở mỗi kênh đ−ợc điều chế vào một sóng mang riêng và tất cả các sóng mang đã đ−ợc điều chế sau đó đ−ợc cộng lại sử dụng bộ phối hợp công suất vô tuyến (RF). Sau đó tín hiệu tổng hợp đ−ợc sử dụng để điều chế c−ờng độ sóng mang quang. Tín hiệu quang đ−ợc phát trong hệ thống thông tin quang theo kiểu điểm –tới - điểm hoặc điểm –tới -đa điểm (có thể bao gồm cả các bộ khuyếch đại quang) và đ−ợc thu nhận bởi bộ tách sóng photodiode có băng thông rộng. Sau đó bộ tách sóng photodiode sẽ biến đổi tín hiệu quang thành tín hiệu điện. Kênh mong muốn tại phía thu sẽ đ−ợc chọn bằng bộ lọc thông dải vô tuyến hoặc thu theo kiểu máy thu đổi tần số (tuner). Tính độc lập của mỗi sóng mang phụ có nghĩa cả tín hiệu t−ơng tự và tín hiệu số đều có thể đ−ợc truyền dẫn đồng thời. Hình 3.1: Nguyên lý kỹ thuật điều chế SCM Cáp quang E/O E/O LO LO#1 LO#2 LO#i LO#N Đầu thu Đầu phát Σ -50- Khi các kênh đ−ợc điều chế d−ới dạng quang, các tần số từ 107 đến 1010 Hz hoạt động nh− các sóng mang phụ cho sóng mang quang. Nguyên lý của kỹ thuật truy nhập SCMA dựa trên kỹ thuật điều chế SCM đ−ợc chỉ ra trên hình 3.1. Thông tin trong mỗi kênh đ−ợc điều chế với một sóng mang phụ riêng. Tín hiệu kết hợp sau đó đ−ợc sử dụng để điều chế với sóng mang quang. Do sóng mang phụ không ảnh h−ởng tới tuyến truyền dẫn quang, nên ta có thể truyền đồng thời cả tín hiệu t−ơng tự và tín hiệu số. Kỹ thuật SCMA đ−ợc chia ra làm hai loại đó là kỹ thuật SCMA đơn kênh và kỹ thuật SCMA đa kênh trong đó đa truy nhập sóng mang phụ đơn kênh chỉ có duy nhất một kênh sóng mang phụ đ−ợc ấn định cho mỗi bộ phát quang còn trong đa truy nhập sóng mang phụ đa kênh thì bao gồm nhiều kênh sóng mang phụ đ−ợc kết hợp cùng với nhau trong phạm vi vô tuyến tr−ớc khi đ−a vào bộ phát quang. Hình 3.2 chỉ ra cấu trúc vật lý mạng hình sao MxM sử dụng SCMA. Dữ liệu từ mỗi nút đ−ợc sử dụng để điều chế ở tần số sóng mang phụ RF, sau đó sóng này đ−ợc sử dụng để điều chế trực tiếp c−ờng độ của nguồn phát quang bán dẫn bằng cách đ−a nó vào dòng thiên áp của nguồn phát. Các kênh quang từ các nút đ−ợc kết hợp và quảng bá tới các nút bằng coupler hình sao MxM. Tại phía thu thực hiện lựa chọn kênh bằng bộ lọc băng thông RF hoặc bằng bộ thu đổi tần. Nếu các bộ dao động nội của các bộ thu phát vô tuyến có thể thay đổi đựơc thì trong tr−ờng hợp này khả năng đa truy nhập động đ−ợc cung cấp. SCMA có một sóng mang phụ trên một kênh và một nguồn phát quang (đ−ợc gọi là SCMA đơn kênh) vì vậy rất giống với WDMA, ngoại trừ với SCMA đơn kênh thì việc kết nối đ−ợc thiết lập trong miền tần số sóng mang phụ vô tuyến. Trong khi đó với mạng WDMA kết nối đ−ợc thực hiện trong miền b−ớc sóng quang. Mặc dù về lý thuyết các kỹ thuật SCMA và WDMA là t−ơng tự nhau nh−ng nó khác nhau ở rất nhiều khía cạnh đặc biệt là các yếu tố liên quan đến công nghệ. • SCMA sử dụng công nghệ vô tuyến mà công nghệ này ngày nay đã đạt đến độ t−ơng đối hoàn hảo và giá thành thấp. • Độ ổn định của các nguồn phát vô tuyến và các bộ lọc cho phép khoảng cách giữa các kênh gần nhau hơn và tận dụng băng thông điện tốt hơn. • Các bộ lọc vô tuyến hoặc các bộ thu đổi tần có thể điều chỉnh nhanh hơn rất nhiều so với các bộ lọc quang thay đổi đ−ợc đã đ−a ra th−ơng mại hiện nay. -51- • Các linh kiện điện tử có thể xử lý dễ dàng tín hiệu trên sóng mang vô tuyến. Để bao trùm toàn bộ khoảng tần số sóng mang phụ sử dụng bên trong mạng thì SCMA đòi hỏi cả các bộ phát và bộ thu quang có băng thông rộng. Do có sự giới hạn độ rộng băng thông điều chế của các nguồn quang bán dẫn trong khoảng 15-20 GHz nên tồn tại số l−ợng các tần số sóng mang phụ có thể dùng đ−ợc dẫn đến giới hạn số kênh trong mạng. Hình 3.2 Mạng SCMA cấu trúc hình sao. 3.2 hiệu suất của mạng scma đơn kênh: Hiệu suất của mạng SCMA có thể đ−ợc phân tích trên cơ sở tỷ số tín hiệu trên tạp âm SNR. Trong tr−ờng hợp các sóng mang phụ vô tuyến thì thông th−ờng tỷ số sóng mang trên tạp âm CNR đ−ợc sử dụng thay cho tỷ số SNR. SNR và CNR có thể là khác nhau trong các dạng điều chế t−ơng tự nh−ng là giống nhau đối với các tín hiệu số. Do chỉ xem xét đến các hệ thống số nên chúng ta sẽ sử dụng ký hiệu SNR để phân tích trong ch−ơng này. Tại một thời điểm, công suất nguồn quang phát ra của nút i đuợc viết: Coupler hình sao MxM T R R T R T T R Nút 2 Nút N Nút jNút 1 S(f1) S(f2) S(fj) S(fm) )( 1 ∑ = M i ifS f1 f2 fj fm -52- Pi (t) = Pbi { 1 + miai cos(2πfit +Φi) } 3.1 Trong đó Pbi là công suất quang phát ra, mi là hệ số điều chế quang đ−ợc định nghĩa bằng (Pi max - Pbi )/ Pbi và ai (0 hoặc 1), fi , Φi là biên độ, tần số, phase của sóng mang phụ đ−ợc kết hợp với nút i t−ơng ứng. Các giá trị ai , fi , Φi hoặc sự kết hợp của chúng đ−ợc dùng để điều chế số liệu phụ thuộc vào kiểu điều chế: ASK, FSK, PSK. Phần lớn các mạng SCMA đơn kênh đã đ−ợc kiểm nghiệm đều sử dụng các ph−ơng thức điều chế hoặc là FSK hoặc là QPSK. Giá trị lệch tần số của các bộ dao động điều khiển bằng điện áp (VCOs) đã đ−ợc đ−a ra th−ơng mại là vào khoảng 100MHz, và do đó với ph−ơng thức điều chế FSK sử dụng VCO thì bị giới hạn ở tốc độ ≤100Mbps. ở tốc độ cao hơn QPSK có thể đ−ợc sử dụng nh−ng t−ơng ứng với bộ thu phức tạp hơn rất nhiều so với bộ thu sử dụng cho giải điều chế FSK. Đối với các kênh băng thông rất cao thì chọn kiểu điều chế ASK, nh−ng điều này yêu cầu tăng thêm 3dB trong SNR so với kiểu FSK để đạt đ−ợc giá trị BER nh− nhau. Trong thực tế, việc lựa chọn kiểu điều chế là do xem xét rất nhiều yếu tố liên quan nh− yếu tố về độ phức tạp của mạch vô tuyến và sự liên quan đến chi phí và độ tin cậy của hệ thống, hiệu suất điều chế cũng nh− các tham số về tốc độ bit trên nút, kích th−ớc mạng. L−u ý là các nút nối vào mạng có thể sử dụng các dạng điều chế khác nhau cũng nh− tốc độ bit do các sóng mang phụ là hoàn toàn riêng biệt và độc lập với nhau. Tuy nhiên điều này dẫn đến cho máy thu trở nên phức tạp nếu phải điều chỉnh tốc độ và kiểu dữ liệu. Giả thiết kênh thông tin là tuyến tính và công suất đ−a tới mỗi nút thu là Prec thì nó liên quan đến công suất Pi trong biểu thức 3.1 theo công thức sau : ∑ = ∗= M i irec PLP 1 3.2 Trong đó L là suy hao tín hiệu khi nó lan truyền qua mạng hình sao (với giả thiết suy hao này giống nhau cho tất cả các nút). Bộ thu tại mỗi nút sẽ biến đổi công suất quang thu đựơc Prec thành tín hiệu điện, sau đó chọn một kênh sóng mang phụ và giải điều chế tín hiệu đ−ợc chọn để khôi phục lại số liệu gốc. Tại đầu vào của bộ điều chế, SNR phải đủ lớn để đạt đ−ợc giá trị BER thấp. SNR đ−ợc yêu cầu phụ thuộc vào kiểu điều chế và kỹ thuật giải điều chế. Đối với kiểu điều chế FSK và kỹ thuật giải điều chế đồng bộ đ−ợc sử dụng trong ch−ơng này thì nếu giá trị SNR là 15.6 và 18.0 dB thì đạt đ−ợc mức BER là 10-9 và 10-15 t−ơng ứng. Một vài tác động sẽ góp phần tạo ra tạp âm đầu vào -53- của bộ giải điều chế kéo theo giảm SNR đặc biệt trong hệ thống SCMA đơn kênh gồm có 4 yếu tố : Shot noise : Nhiễu l−ợng tử, xác định giới hạn cơ bản của hệ thống SCMA; Thermal noise : Nhiễu nhiệt của máy thu; Laze – intensity noise (RIN ): Nhiễu c−ờng độ của Laze; và Optical beat interference (OBI) : Nhiễu giao thoa quang gây ra bởi sự va đập đồng thời giữa các kênh quang thu đ−ợc bởi bộ tách sóng quang. Ngoài ra còn có các nguồn nhiễu khác nh− méo hài, nhiễu điều chế giữa các sóng mang phụ, và Clipping cũng góp phần làm giảm SNR. Có thể tranh đ−ợc méo hài trong SCMA đơn kênh bằng cách hạn chế ng−ỡng tần số sóng mang phụ trong 1/8 băng tần (từ fmin to fmax ≤ 2fmin) . Khi hơn một kênh sóng mang phụ đ−ợc phát đi từ cùng một nguồn sáng thì xuất hiện nhiễu điều chế giữa các kênh và nó chỉ ảnh h−ởng đến SCMA đa kênh. Clipping tạo ra từ đặc tính chất ng−ỡng của các laze bán dẫn và từ thực tế công suất quang là không âm. Nó tạo nên giới hạn hệ số điều chế trên kênh sóng mang phụ kết quả là giảm công suất dự trữ quang. Đối với hệ thống SCMA đơn kênh hiệu ứng này có thể bỏ qua nếu hệ số điều chế m ≤ 1. Trong phần tiếp theo chúng ta sẽ nghiên cứu 4 nguồn nhiễu riêng biệt đối với hệ thông SCMA đơn kênh với giả thiết bộ tách sóng quang là PIN. 3.2.1. Nhiễu l−ợng tử Short noise. Tỷ số công suất tín hiệu sóng mang phụ trên công suất nhiễu l−ợng tử cho kênh thứ i có ph−ơng trình quan hệ nh− sau: L BPe PmSNR M i ibi bii shot • ⋅⋅ ⋅ℜ= ∑ =1 2 )(4 )( 3.3 Trong đó :ℜ là đáp ứng của photodiode, L suy hao mạng, Pbi là công suất quang phát ra tại dòng thiên áp, Bi là băng thông bộ lọc thu vô tuyến kết hợp với kênh i. Ph−ơng trình (3.3) đã chỉ ra mức độ giới hạn của nhiễu l−ợng tử lên tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SNR). Để hiểu rõ hơn làm cách nào xác định giới hạn dung l−ợng mạng tối đa, ta giả sử công suất quang, hệ số điều chế và độ rộng kênh cho mỗi nút trên mạng giống nhau nghĩa là: Pbi =Pb , mi =m và Bi =B. Thay vào ph−ơng trình 3.3: L SNRe PmBM shot b ⋅⋅ ⋅ℜ=⋅ 4 . 2 3.4 -54- Ph−ơng trình (3.4) cho thấy nhiễu l−ợng tử làm giới hạn dung l−ợng của mạng SCMA đơn kênh hoặc tổng băng thông có thể sử dụng đ−ợc. Đối với mạng hình sao MxM thì ph−ơng trình (3.4) có thể đ−ợc viết lại nh− sau: M L SNRe PmBM M k shot b 2log2 4 . β⋅⋅⋅ ⋅ℜ=⋅ 3.5 Trong đó Lk bao gồm các suy hao truyền dẫn: suy hao mối hàn, suy hao sợi quang và suy hao connector . Bảng 3.1 liệt kê tính toán giới hạn của nhiễu l−ợng tử sử dụng công thức (3.5 ) với các giá trị : SNRshot =16 dB, Pb =1 mW , ℜ =0.8 A/W , m = 0.7 , Lk =5dB , β =0.2 dB. Nh− chỉ ra rằng độ rộng băng tần trên kênh là xấp sỉ gấp hai lần tốc độ bít đối với dạng điều chế FSK cho thấy với loại mạng có thể hỗ trợ hơn 200 nút hoạt động ở tốc độ 40 Mbps thì sẽ cung cấp dung l−ợng mạng là 8Gbps trong giới hạn nhiễu l−ợng tử. Mặc dù tốc độ bit cho phép hoặc số nút có thể tăng bằng cách tăng công suất laze hoặc hệ số điều chế kết quả là dung l−ợng mạng sẽ rất thấp hơn rất nhiều so với dung l−ợng thu đ−ợc từ kỹ thuật đa truy nhập theo b−ớc sóng WDMA. Nh− vậy nh−ợc điểm của mạng SCMA là tốc độ truy nhập thấp. Bảng 3.1 Giới hạn nhiễu l−ợng tử lên mạng hình sao SCMA đơn kênh. Kích cỡ mạng M Dung l−ợng mạng M.B [ GHz] Độ rộng kênh B [MHz] 200 17.1 85.5 500 6.4 12.8 1,000 3.1 3.1 2,000 1.5 0.75 3.2.2.Nhiễu nhiệt của máy thu: Electronic Noise Trong thực tế thì nguồn nhiễu nhiệt tại máy thu có ảnh h−ởng t−ơng đối lớn đến chất l−ợng của bộ thu cũng nh− của mạng. Mật độ dòng nhiễu nhiệt tăng rất nhanh khi độ rộng băng tần tăng lên. Đối các bộ thu PIN mật độ công suất trung bình của nhiễu nhiệt đ−ợc đ−a ra bởi công thức: 3 3 2 2 2 4 toltol L toln el BKBKR kTBFi +≅>=< 3.6 -55- Trong đó T là nhiệt độ tuyệt đối, k là hằng số Boltzman, Fn là nhiễu của bộ khuyếch đại, RL là trở kháng tải, K2 và K3 là các hệ số phụ thuộc vào thiết kế mạch thu và công nghệ và Btol là tổng băng thông của bộ thu . Giả sử trong số M kênh, mỗi kênh có cùng độ rộng băng tần B ta có Btol =MB ta có 22 32 2 ][2 )( BMMKK LmPSNR bel ⋅+ ℜ= 3.7 Rõ ràng từ công thức (3.7) với việc tăng số l−ợng kênh thì băng thông cực đại của kênh sẽ giảm đáng kể. Từ công thức (3.5) và (3.7) kết hợp với giả thiết tích M.B đủ lớn ta có : 35 log2 2 2 2 32 )( BM L K mPSNR M k b el β⋅⋅ℜ= (3.9) 3.2.3.Nhiễu c−ờng độ Laze. Nh− ta đã biết công suất ánh sáng phát ra từ Laze bán dẫn hoặc trong LED có sự thăng giáng liên tục, sự thay đổi đó gọi là nhiễu c−ờng độ. Bộ thu quang sẽ biến đổi sự thay đổi về công suất này thành những biến đổi về dòng điện và cộng vào với các thành phần nhiễu nh− đã biết ở trên nh− nhiễu l−ợng tử, nhiễu nhiệt. Để đánh giá ng−ời ta sử dụng tham số RIN (Relative Intensity Noise). Giả sử rằng RIN là duy nhất bên trong băng tần máy thu, Btol =MB, công suất nhiễu (rms) tại bộ thu gây ra do hiện t−ợng thăng giáng c−ờng độ Laze đ−ợc biểu diễn bởi biểu thức sau : δ2RIN =RIN.(ℜLPb).M.B 3.10 Vì vậy cùng với biểu thức (3.7) ta có SNR do hiện t−ợng thay đổi c−ờng độ Laze tính theo biểu thức sau: BMRIN mSNRRIN ⋅⋅⋅= 2 2 3.11 Thông th−ờng RIN nằm giữa các giá trị –130dB/Hz đến –160dB/Hz, phụ vào kiểu Laze cũng nh− độ cách ly của nó đối với hiện t−ợng phản xạ. Để giải thích ta sử dụng các giá trị t−ơng ứng: B=80 MHz, M=200, m=0.7 và RIN= -130 dB/Hz kết quả thu đ−ợc SNRRIN ≅ 21.8 dB. 3.2.4.Nhiễu giao thoa quang (OBI). Do hiện t−ợng giao thao giữa các sóng mang quang tại bộ tách sóng quang sẽ tạo ra nhiễu OBI, nó có ảnh h−ởng rất lớn đến chất l−ợng của hệ thống. Xét tr−ờng hợp khi hai tín hiệu quang S1(t) và S2(t) với cùng một trạng -56- thái phân cực đ−ợc tách sóng bằng bộ thu quang Photodiode đơn. C−ờng độ tr−ờng điện từ kết hợp E(t) thu đ−ợc trên bộ tách sóng đ−ợc viết bằng: )()()()()( 2211 tEtPtEtPtE ⋅+⋅= 3.12 Trong đó Pi(t) đ−ợc tính bằng công thức (3.1) và Ei(t) là c−ờng độ điện tr−ờng đ−ợc kết hợp với hai sóng mang quang. Dòng photon tạo ra từ bộ tách sóng quang đ−ợc biểu diễn theo công thức sau: ))}()(2cos(.)().(2)()({)( 122121 ttvttPtPtPtPti ϕϕπδ −+++ℜ= 3.13 Trong đó δv độ lệnh tần số trung tâm của hai nguồn quang và ϕi là phase của các tr−ờng quang. Trong công thức (3.13) hai số hạng đầu tiên là các tín hiệu sóng mang phụ đã đ−ợc điều chế và giả sử chiếm các băng tần khác nhau. Số hạng thứ 3 là kết quả từ quá trình trộn sóng trong bộ tách quang và đóng vai trò tín hiệu nhiễu nếu nh− tín hiệu này nằm trong băng B của tín hiệu mong muốn. Để xác định độ giảm SNR do số hạng nhiễu này gây ra thì cần thiết phải xác định phổ tần số của nó. Xét với các Laze bán dẫn đơn mode dọc (SLM laze) đ−ờng Lorentzian có dạng: ]) 2 ()[(2 )( 22 0 FWHM FWHM v vv v vg ∆+− ∆= π 3.14 ở đây v0 là tần số quang trung tâm và ∆vFWHM là 1/2 của phổ công suất. Phổ công suất chuẩn hoá của thành phần nhiễu trong biểu thức (3.13) đ−ợc viết nh− sau: ])[( )( 22int FWHM FWHM vvf vfg ∆+− ∆= δπ 3.15 Biểu thức này có đồ thị dạng đ−ờng Lorentzian nh−ng có độ rộng phổ công suất gấp đôi (FWHM = 2 ∆vFWHM). Giả sử rằng fi <<∆vFWHM (giả định này là hợp lý khi độ rộng diode laser SLM đ−ợc mở rộng ra bằng cách điều chế tín hiệu), một l−ợng của phổ công suất nhiễu rơi vào bên trong băng tần của tín hiệu có thể coi nh− là xấp sỉ bằng thành phần một chiều của (3.15) bất kể giá trị nào của δv nh− trong hình 3.2). -57- Hình 3.2 (a). Phổ công suất quang của hai Laze SLM với độ lệch tần số trung tâm bằng δv Hình 3.2 (b). Phổ công suất điện của nhiễu khi δv ≠0. Hình 3.2 (c). Phổ công suất điện của nhiễu khi δv = 0 Công suất tín hiệu thu đ−ợc từ (3.7) , (3.14), (3.15) với f=0 ( thành phần một chiều của phổ nhiễu) có thể dễ dàng tính đ−ợc tỷ số tín hiệu trên tạp âm OBI (SNROBI) theo biểu thức sau: ])(1[8 ),2( 22 FWHM FWHM OBI v v B v mvMSNR ∆+ ∆== δπδ 3.16 Ph ổ cô ng s uấ t q ua ng v1 v2 δv g1(v) g2(v) ∆vFWHM v f1 f2 Ph ổ cô ng s uấ t đi ện δv gint(f) 2∆vFWHM f f1 f2 f gint(f) 2∆vFWHM Phổ công suất điện SLM laze LED -58- Đối với sự khác nhau giữa b−ớc sóng của hai nguồn phát là nhỏ thì một phần lớn của gint(f) rơi vào bên trong băng tần của kênh mong muốn làm cho giá trị của SNROBI thấp xuống. Ng−ợc lại khi δv tăng lên thì giá trị SNROBI cũng tăng lên vì phần biên của gint(f) rơi vào bên trong băng B xung quanh tín hiệu fi giảm. Biểu thức trên có thể mở rộng đối với tr−ờng hợp áp dụng cho các nguồn phát quang LED, với điều kiện là ∆vFWHM của nó lớn hơn nhiều lần so với nguồn phát quang SLM, th−ờng bậc của nó là 7 –10 THz. Hiện nay việc tính toán vẫn chỉ hạn chế ở nhiễu OBI đ−ợc tạo ra bởi hai nguồn phát quang. Kết quả này có thể đ−ợc tổng quát hoá đối với các tr−ờng hợp có M sóng mang quang đồng thời (M ≥ 2) điều này có thể xem nh− là tr−ờng hợp các mạng SCMA đơn kênh có từ 2 nút trở lên. Tr−ờng hợp này, nhiễu OBI sẽ là kết quả tích luỹ công suất nhiễu từ các tập hợp của hai nguồn quang có thể. Tr−ờng hợp sấu nhất xảy ra khi tất cả các nguồn có b−ớc sóng trung tâm giống nhau. Để đơn giản chúng ta giả thiết tất cả các nguồn có cùng phân bố phổ và bằng nhau về công suất và chúng không t−ơng quan với nhau. Từ đó có thể thiết lập đ−ợc 2 )1(2 −= MMCM có thể kết hợp theo từng đôi, tỷ số tín hiệu trên tạp âm SNROBI đ−ợc tính theo biểu thức sau: )0,2() 2 )1(()0,( 1 =⋅−== − vSNRMMvMSNR OBIOBI δδ 3.17 Trong đó SNROBI (2, δv = 0) đ−ợc rút ra từ công thức (3.16) với δv = 0. Từ công thức (3.17) chỉ ra rằng SNROBI (M, δv = 0) giảm nhanh chóng khi số sóng mang quang hoặc số nút t−ơng đ−ơng của mạng SCMA tăng lên. Xét một ví dụ với các giá trị t−ơng ứng nh− sau: m=0.7, ∆vFWHM =10 GHz và yêu cầu SNR là 16 dB. Từ ph−ơng trình (3.16) và (3.17) với các giá trị M lớn (M ≥ 10) thì độ rộng băng tần trên mỗi nút sẽ bị giới hạn bởi M2B ≤ 100 MHz vì vậy nếu mạng cung cấp trên 10 nút thì băng tần trên mỗi nút phải nhỏ hơn 1 MHz. Băng tần này có thể tăng nếu sử dụng các Laze đa mốt dọc. Trong biểu thức (3.17) giả sử tất cả các Laze có cùng phân cực và nh− vậy nó sẽ cải thiện đ−ợc 3dB cho SNROBI nếu đ−ợc phân bố một cách ngẫu nhiên. Trong một số tr−ờng hợp cụ thể khi sử dụng LEDs sẽ hấp dẫn hơn điốt laze. Với độ rộng b−ớc sóng ∆λFWHM =50nm từ ph−ơng trình (3.17) ta có M2B ≤ 86 GHz do đó dung l−ợng mạng sẽ không bị hạn chế bởi nhiễu OBI nh−ng -59- bị giới hạn bởi băng tần điều chế của nguồn phát quang LED. Biểu thức (3.16) có thể thay đổi khi hệ thống có nhiều b−ớc sóng khác nhau hoạt động: 1 ),2(),( −= M vSNRvMSNR OBIOBI δδ 3.18 Để minh hoạ biểu thức (3.18) xem xét ví dụ trong đó m=0.7, ∆vFWHM =10 GHz, và b−ớc sóng riêng biệt của δλ =1 nm (δv =133 GHz tại b−ớc sóng 1.5 àm): sử dụng biểu thức (3.14) và (3.16) có thể thấy rằng điều kiện SNROBI ≥ 16 dB đ−ợc thoả mãn khi (M-1).B ≤ 8.6GHz. 3.2.5 Tỷ số tín hiệu trên tạp âm tổng. Trong các phần trên ta đã xét riêng từng nguồn nhiễu, tuy nhiên để tính đ−ợc tỷ số tín hiện trên tạp âm tổng của máy thu (SNRtotal-1) thì chúng phải đ−ợc cộng với nhau và kết quả ta có biểu thức sau: SNRtotal -1 = SNRshot -1 + SNel -1 + SNRRIN -1 + SNROBI -1 3.19 Ph−ơng trình 3.19 đ−ợc minh hoạ trên hình 3.3 với các tham số B =80 MHz, RIN = -130dB/Hz, m = 0.7, λ= 1.55àm. Nhiễu nhiệt của máy thu tính theo biểu thức (3.6) và giả sử nó t−ơng đ−ơng l−ợng nhiễu đầu vào, >< 2eli bằng 0.01 àA/ Hz tại 100 MHz và 1 àA/ Hz tại 10 GHz. Hình 3.3 Tỷ số (SNRtot) tổng và 4 loại nhiễu trong hệ thống SCMA đơn kênh 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 Số nút M SN R ( dB ) 80 70 60 50 40 30 20 10 0 OBI RIN Nhiễu l−ợng tử Nhiễu nhiệt Tổng B = 80 MHZ -60- Từ hình vẽ ta nhận thấy để thoả mãn giá trị SNRTot ≥ 16 và thu đ−ợc tỷ số lỗi bít BER ≤ 10- 9 thì số nút mạng M phải ≤38. 3.2.6 ứng dụng của hệ thống SCMA đơn kênh. SCMA đơn kênh rất phù hợp cho việc thiết kế các hệ thống mạch vòng quang băng rộng (FITL). Hệ thống FITL dựa trên mạng quang thụ