Luận văn Thiết kế và điều khiển hệ thống con lắc ngược quay

Lời cam đoan . i

.

Lời cám ơn .ii

.

Tóm tắt.iii

Abstract.iv

.

Mục lục.v

Danh sách các chữ viết tắt và ký hiệu khoa học .viii

Danh sách các bảng .x

Danh sách các hình .xi

CHƯƠNG 1. TỔNG QUAN .1

1.1 Tổng quan chung về lĩnh vực nghiên cứu, kết quả nghiên cứu trong và ngoài

nước đã công bố .1

1.1.1 Tổng quan chung về lĩnh vực nghiên cứu .1

1.1.2 Các nghiên cứu trong và ngoài nước đã công bố .2

1.2 Mục tiêu và đối tương nghiên cứu .3

1.3 Nhiệm vụ của đề tài và phạm vi nghiên cứu .3

1.4 Phương pháp nghiên cứu .3

1.5 Giới hạn của luận văn .3

1.6 Kết cấu của luận văn.4

CHƯƠNG 2. CƠ SỞ LÝ THUYẾT .5

2.1 Lý thuyết điều khiển tự động .5

2.1.1 Khái niệm .5

2.1.2 Các nguyên tắc điều khiển .6

2.2 Lý thuyết điều khiển PID .8

2.2.1 Cơ bản về vòng điều khiển .8

2.2.2 Giới thiệu bộ điều khiển PID .10

2.2.3 Điều khiển vòng lặp .17

2.3 Cơ sở kiến thức chung của điều khiển tối ưu .21

2.3.1 Điều khiển tối ưu .21

pdf94 trang | Chia sẻ: honganh20 | Ngày: 25/02/2022 | Lượt xem: 304 | Lượt tải: 2download
Bạn đang xem trước 20 trang tài liệu Luận văn Thiết kế và điều khiển hệ thống con lắc ngược quay, để xem tài liệu hoàn chỉnh bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên
ết cỡ nếu cần nước rất nóng. Đây là một ví dụ của điều khiển tỉ lệ đơn giản. Trong trường hợp nước nóng không được cung cấp nhanh chóng, bộ điều khiển có thể tìm cách tăng tốc độ của chu trình lên bằng cách tăng độ mở của van nóng theo thời gian. Đây là một ví dụ của điều khiển tích phân. Nếu chỉ sử dụng hai phương pháp điều khiển tỉ lệ và tích phân, trong vài hệ thống, nhiệt độ nước có thể dao động giữa nóng và lạnh, bởi vì bộ điều khiển điều chỉnh van quá nhanh và vọt lố hoặc bù lố so với điểm đặt. Để đạt được sự hội tụ tăng dần đến nhiệt độ mong muốn SP , bộ điều khiển cần phải yêu cầu làm tắt dần dao động dự đoán trong tương lai. Điều này có thể thực hiện bởi phương pháp điều khiển vi phân Giá trị thay đổi có thể quá lớn khi sai số tương ứng là nhỏ đối với bộ điều khiển có độ lợi lớn và sẽ dẫn đến vọt lố. Nếu bộ điều khiển lặp lại nhiều lần việc thay đổi này sẽ dẫn đến thường xuyên xảy ra vọt lố, đầu ra sẽ dao động xung quanh điểm đặt, tăng hoặc giảm theo hình sin cố định. Nếu dao động tăng theo thời gian thì hệ thống sẽ không ổn định, còn nếu dao động giảm theo thời gian thì hệ thống đó ổn định. Nếu dao động duy trì tại một biên độ cố định thì hệ thống là ổn định biên độ. Con người không để xảy ra dao động như vậy bởi vì chúng ta là những "bộ" điều khiển thích nghi, biết rút kinh nghiệm. Tuy nhiên, bộ điều khiển PID đơn giản không có khả năng học tập và phải được thiết đặt phù hợp. Việc chọn độ lợi hợp lý để điều khiển hiệu quả được gọi là điều chỉnh bộ điều khiển. Nếu một bộ điều khiển bắt đầu từ một trạng thái ổn định tại điểm sai số bằng 0 PV SP , thì những thay đổi sau đó bởi bộ điều khiển sẽ phụ thuộc vào những thay đổi trong tín hiệu đầu vào đo được hoặc không đo được khác tác động vào quá trình điều khiển, và ảnh hưởng tới đầu ra PV . Các biến tác động vào quá trình khác với MV được gọi là nhiễu. Các bộ điều khiển thông thường được sử dụng để loại trừ nhiễu và/hoặc bổ sung những thay đổi điểm đặt. Những thay đổi trong nhiệt độ nước cung cấp là do nhiễu trong quá trình điều khiển nhiệt độ ở vòi nước. 10 Về lý thuyết, một bộ điều khiển có thể được sử dụng để điều khiển bất kỳ một quá trình nào mà có một đầu ra đo được PV , một giá trị lý tưởng biết trước cho đầu ra SP và một đầu vào chu trình MV sẽ tác động vào PV thích hợp. Các bộ điều khiển được sử dụng trong công nghiệp để điều chỉnh nhiệt độ, áp suất, tốc độ dòng chảy, tổng hợp hóa chất, tốc độ và các đại lượng khác có thể đo lường được. Xe hơi điều khiển hành trình là một ví dụ cho việc áp dụng điều khiển tự động trong thực tế. Các bộ điều khiển PID thường được lựa chọn cho nhiều ứng dụng khác nhau, vì lý thuyết tin cậy, được kiểm chứng qua thời gian, đơn giản và dễ cài đặt cũng như bảo trì của chúng. 2.2.2 Giới thiệu bộ điều khiển PID Bộ điều khiển PID là một bộ điều khiển vòng kín được sử dụng rộng rãi trong công nghiệp. Sử dụng bộ điều khiển PID để điều chỉnh sai lệch giữa giá trị đo được của hệ thống (process variable) với giá trị đặt (setpoint) bằng cách tính toán và điều chỉnh giá trị điều khiển ở ngõ ra. Sơ đồ một hệ thống điều khiển dùng PID : Hình 2. 6 Sơ đồ hệ thống điều khiển dùng PID Một bộ điều khiển PID gồm 3 thành phần: P (proportional) - tạo tín hiệu điều khiển tỉ lệ với sai lệch (error- e ), I (integral) - tạo tín hiệu điều khiển tỉ lệ với tích 11 phân theo thời gian của sai lệch, và D (derivative) - tạo tín hiệu điều khiển tỉ lệ với vi phân theo thời gian của sai lệch. Khâu P Khâu P tạo ra tín hiệu điều khiển tỉ lệ với giá trị của sai lệch. Việc này được thực hiện bằng cách nhân sai lệch e với hằng số KP – gọi là hằng số tỉ lệ. Khâu P được tính dựa trên công thức: * ( )out pP K e t (2.1) Với: outP : giá trị ngõ ra pK : hằng số tỉ lệ e : sai lệch; giá trị e SP PV Sơ đồ khối của khâu P : Hình 2.7 Sơ đồ khối khâu P Hàm truyền: ( )p pG s K Nếu chỉ có khâu P thì trong mọi trường hợp sai số tĩnh luôn xuất hiện, trừ khi giá trị đầu vào của hệ thống bằng 0 hoặc đã bằng với giá trị mong muốn. Trong hình sau thể hiện sai số tĩnh xuất hiện khi thay đổi giá trị đặt: u(t) e(t) Kp 12 Hình 2.8 Đáp ứng của khâu P Nếu giá trị khâu P quá lớn sẽ làm cho hệ thống mất ổn định. Khâu I Khâu I cộng thêm tổng các sai số trước đó vào giá trị điều khiển. Việc tính tổng các sai số được thực hiện liên tục cho đến khi giá trị đạt được bằng với giá trị đặt, và kết quả là khi hệ cân bằng thì sai số bằng 0. Khâu I được tính theo công thức: 0 ( ) t out iI K e t dt (2.2) Với: outI : giá trị ngõ ra khâu I iK : hệ số tích phân e : sai số: e SP PV Sơ đồ khối khâu I : Hình 2.9 Sơ đồ khối khâu I u(t) e(t) Ki 13 Hàm truyền: (s) (s) (s) (s) i i U K I G E s T (2.3) Khâu I thường đi kèm với khâu P , hợp thành bộ điều khiển PI . Nếu chỉ sử dụng khâu I thì đáp ứng của hệ thống sẽ chậm và thường bị dao động. Hình sau chỉ ra sự khác biệt giữa khâu I và PI : Hình 2.10 Đáp ứng của khâu I và PI Ta có thể nhận thấy là khâu I làm cho đáp ứng của hệ thống bị chậm đi rất nhiều, còn khâu PI giúp triệt tiêu sai số xác lập. Khâu D Khâu D cộng thêm tốc độ thay đổi sai số vào giá trị điều khiển ở ngõ ra. Nếu sai số thay đổi nhanh thì sẽ tạo ra thành phần cộng thêm vào giá trị điều khiển. Điều này cải thiện đáp ứng của hệ thống, giúp trạng thái của hệ thống thay đổi và đạt được giá trị mong muốn. Khâu D được tính theo công thức: out d de D K dt (2.4) Với: outD : ngõ ra khâu D dK : hệ số vi phân e sai số: e SP PV 14 Sơ đồ khối khâu D : Hình 2.11 Sơ đồ khối khâu D Hàm truyền : ( ) ( ) s s d s s U G K E (2.5) Khâu D thường đi kèm với khâu P thành bộ PD , hoặc với PI để thành bộ PID Hình 2.12 Đáp ứng của khâu D và PD Theo hình trên, bộ PD tạo đáp ứng có thời gian thay đổi nhỏ hơn so với bộ P . Nếu giá trị D quá lớn sẽ làm cho hệ thống không ổn định. Tổng hợp 3 khâu bộ điều khiển PID Bộ điều khiển PID là cấu trúc ghép song song giữa 3 khâu P , I và D . Phương trình vi phân của bộ PID lý tưởng: ( ) ( ) ( ) ( )p i d de t u t K e t K e t dt K dt (2.6) Sơ đồ khối: u(t) e(t) Kd 15 Hình 2.13 Sơ đồ khối khâu PID Đáp ứng của bộ PID : Hình 2.14 Đáp ứng của khâu P, PI và PID Rời rạc hóa bộ điều khiển PID : Bộ điều khiển số không thể lấy mẫu liên tục theo thời gian, nó cần được rời rạc ở một vài mức. Khi cho hệ số lấy mẫu ngắn bên trong thời gian vi phân có thể đạt được xấp xỉ một sai phân có giới hạn và tích phân qua việc lấy tổng. Chúng ta sẽ quan tâm mỗi dạng ở một thời điểm, và sai số được tính ở mỗi khoảng lấy mẫu: ( ) ( ) ( )e n X n Y n (2.7) u(t) u(p) u(t) e(t) u(r) 16 Bộ PID rời rạc đọc sai số, tính toán và xuất ngõ ra điều khiển theo một khoảng thời gian xác định (không liên tục) - thời gian lấy mẫu T . Thời gian lấy mẫu cần nhỏ hơn đơn vị thời gian của hệ thống. Không giống các thuật toán điều khiển đơn giản khác, bộ điều khiển PID có khả năng xuất tín hiệu ngõ ra dựa trên giá trị trước đó của sai số cũng như tốc độ thay đổi sai số. Điều này giúp cho quá trình điều khiển chính xác và ổn định hơn. Hình 2.15 Sơ đồ khối khâu PID Hàm truyền của hệ thống: 1 ( ) (1 ) ( ) p d u s H s K T S e Ti s (2.8) Hàm chuyển đổi 1 ( ) ( ) ( ) ( )p d i de t u t K e t e t dt T T dt (2.9) Tính gần đúng theo công thức 00 ( ) ( ) t n k e d T e k ( ) ( ) ( 1)de t e n e n dt T t nT Với n là bước rời rạc tại t . Kết quả thu được: 0 ( ) ( ) ( ) ( ( ) ( 1)) n p i d k u n K e n K e k K e n e n (2.10) 17 với: p i i p d d K T K T K T K T 2.2.3 Điều khiển vòng lặp Điều chỉnh một vòng điều khiển là điều chỉnh các thông số điều khiển của nó (độ lợi/dải tỉ lệ, độ lợi tích phân/reset, độ lợi vi phân/tốc độ) tới giá trị đáp ứng điều khiển tối ưu. Độ ổn định (dao động biên) là một yêu cầu căn bản, nhưng ngoài ra, các hệ thống khác nhau, có những hành vi khác nhau, những ứng dụng khác nhau có những yêu cầu khác nhau, và vài yêu cầu lại mâu thuẫn với nhau. Hơn nữa, vài quá trình có một mức độ phi tuyến nào đấy khiến các thông số làm việc tốt ở điều kiện đầy tải sẽ không làm việc khi quá trình khởi động từ không tải; điều này có thể khắc phục bằng chương trình độ lợi (sử dụng các thông số khác nhau cho những khu vực hoạt động khác nhau). Các bộ điều khiển PID thường cung cấp các điều khiển có thể chấp nhận được thậm chí không cần điều chỉnh, nhưng kết quả nói chung có thể được cải thiện bằng cách điều chỉnh kỹ lưỡng, và kết quả có thể không chấp nhận được nếu điều chỉnh kém. Điều chỉnh PID là một bài toán khó, ngay cả khi chỉ có 3 thông số và về nguyên tắc là dễ miêu tả, bởi vì nó phải thỏa mãn các tiêu chuẩn phức tạp nằm trong những hạn chế của điều khiển PID . Vì vậy có nhiều phương pháp khác nhau để điều chỉnh vòng lặp, và các kỹ thuật phức tạp hơn là đề tài cho nhiều phát minh sáng chế; phần này miêu tả vài phương pháp thủ công truyền thống để điều chỉnh vòng lặp. Độ ổn định Nếu các thông số của bộ điều khiển PID (độ lợi của khâu tỉ lệ, tích phân và vi phân) được chọn sai, đầu vào quá trình điều khiển có thể mất ổn định, vì các khác biệt đầu ra của nó, có hoặc không có dao động, và được giới hạn chỉ bởi sự bảo hòa hoặc đứt gãy cơ khí. Sự không ổn định được gây ra bởi sự dư thừa độ lợi, nhất là khi xuất hiện độ trễ lớn. 18 Nói chung, độ ổn định của đáp ứng (ngược với độ bất định) phải thỏa mãn và quá trình, không được dao động vì bất kỳ sự kết hợp nào giữa các điều kiện quá trình và điểm đặt, mặc dù đôi khi ổn định biên có thể được chấp nhận hoặc yêu cầu. Tối ƣu hóa hành vi Tối ưu hóa hành vi trong thay đổi quá trình hoặc thay đổi điểm đặt khác nhau tùy thuộc vào ứng dụng. Hai yêu cầu cơ bản là ổn định (triệt tiêu nhiễu-ổn định tại một điểm đặt cho trước) và tự hiệu chỉnh lệnh (thực hiện các thay đổi điểm đặt) hai yêu cầu đó tùy thuộc vào việc các biến điều khiển theo dõi giá trị mong muốn có tốt hay không. Các tiêu chuẩn đặc biệt về tự hiệu chỉnh lệnh bao gồm thời gian khởi động và thời gian xác lập. Một vài quá trình phải ngăn không cho phép các biến quá trình vọt lố quá điểm đặt nếu, thí dụ, điều này có thể mất an toàn. Các quá trình khác phải tối thiểu hóa năng lượng tiêu hao khi tiến tới một điểm đặt mới. Tổng quan các phƣơng pháp Có nhiều phương pháp khác nhau để điều chỉnh vòng lặp PID . Những phương pháp hữu hiệu nhất thường bao gồm những triển khai của vài dạng mô hình xử lý, sau đó chọn P , I , và D dựa trên các thông số của mô hình động học. Các phương pháp điều chỉnh thủ công tương đối không hiệu quả lắm, đặc biệt nếu vòng lặp có thời gian đáp ứng được tính bằng phút hoặc lâu hơn. Lựa chọn phương pháp thích hợp sẽ phụ thuộc phần lớn vào việc có hay không vòng lặp có thể điều chỉnh "offline", và đáp ứng thời gian của hệ thống. Nếu hệ thống có thể thực hiện offline, phương pháp điều chỉnh tốt nhất thường bao gồm bắt hệ thống thay đổi đầu vào từng bước, tín hiệu đo lường đầu ra là một hàm thời gian, sử dụng đáp ứng này để xác định các thông số điều khiển. 19 Bảng 2.1: Lựa chọn phương pháp điều chỉnh Lựa chọn phƣơng pháp điều chỉnh Phƣơng pháp Ƣu điểm Khuyết điểm Điều chỉnh thủ công Không cần hiểu biết về toán. Phương pháp online. Yêu cầu nhân viên có kinh nghiệm Ziegler_Nichols Phương pháp chứng minh. Phương pháp online. Làm rối loạn quá trình, một số thử nghiệm và lỗi, phải điều chỉnh nhiều lần Các công cụ phần mềm Điều chỉnh chắc chắn. Phương pháp online hoặc offline. Có thể bao gồm phân tích các van và cảm biến. Cho phép mô phỏng trước khi tải xuống để thực thi. Giá cả cao, và phải huấn luyện. Cohen-Coon Xử lý các mô hình tốt. Yêu cầu kiến thức toán học.Phương pháp offline. Chỉ tốt đối với các quá trình bậc một. Điều chỉnh thủ công Nếu hệ thống phải duy trì trạng thái online, một phương pháp điều chỉnh là thiết đặt giá trị đầu tiên của iK và dK bằng không. Tăng dần pK cho đến khi đầu ra của vòng điều khiển dao động, sau đó pK có thể được đặt tới xấp xỉ một nửa giá trị đó để đạt được đáp ứng "1/4 giá trị suy giảm biên độ". Sau đó tăng iK đến giá trị phù hợp sao cho đủ thời gian xử lý. Tuy nhiên, iK quá lớn sẽ gây mất ổn định. Cuối cùng, tăng dK , nếu cần thiết, cho đến khi vòng điều khiển nhanh có thể chấp nhận được nhanh chóng lấy lại được giá trị đặt sau khi bị nhiễu. Tuy nhiên, dK quá lớn sẽ gây đáp ứng dư và vọt lố. Một điều chỉnh cấp tốc của vòng điều khiển PID thường hơi quá lố một ít khi tiến tới điểm đặt nhanh chóng; Tuy nhiên, vài hệ thống không chấp nhận xảy ra vọt lố, trong trường hợp đó, ta cần một hệ thống vòng kín giảm lố, thiết đặt một giá trị pK nhỏ hơn một nữa giá trị pK gây ra dao động. Bảng 2.2: Tác động của việc tăng một thông số độc lập 20 Tác động của việc tăng một thông số độc lập Thông số Thời gian khởi động Quá độ Thời gian xác lập Sai số ổn định Độ ổn định pK Giảm Tăng Thay đổi nhỏ Giảm Giảm cấp Ki Giảm Tăng Tăng Giảm đáng kể Giảm cấp Kd Giảm ít Giảm ít Giảm ít Về lý thuyết không tác động Cải thiện nếu Kd nhỏ Phƣơng pháp Ziegler–Nichols Một phương pháp điều chỉnh theo kinh nghiệm khác là phương pháp Ziegler– Nichols, được đưa ra bởi John G. Ziegler và Nathaniel B. Nichols . Giống phương pháp trên, độ lợi iK và dK lúc đầu được gán bằng không. Độ lợi P được tăng cho đến khi nó tiến tới độ lợi tới hạn, uK , ở đầu ra của vòng điều khiển bắt đầu dao động. uK và thời gian giao động uP được dùng để gán độ lợi như sau: Bảng 2. 3 Thông số điều chỉnh bằng phương pháp Ziegler–Nichols Phƣơng pháp Ziegler–Nichols Dạng điều khiển pK iK dK P 0.5 uK - - PI 0.45 uK 1,2 p u K K - PID 0.6 uK 2 p u K K 8 p uK K 21 2.3 Cơ sở kiến thức chung điều khiển tối ƣu 2.3.1 Điều khiển tối ƣu Một hệ điều khiển được thiết kế ở chế độ làm việc tốt nhất là hệ luôn ở trạng thái tối ưu theo một tiêu chuẩn chất lượng nào đó (đạt được giá trị cực trị). Trạng thái tối ưu có đạt được hay không tùy thuộc vào yêu cầu chất lượng đặt ra, vào sự hiểu biết về đối tượng và các tác động lên đối tượng, vào điều kiện làm việc của hệ điều khiển. Khảo sát vấn đề duy trì trạng thái của hệ thống ở giá trị là 0, chống tác động nhiễu, đồng thời với cực tiểu tiêu hao năng lượng. 0, (0)x Ax Bu x x (2.11) y Cx (2.12) 0 1 min 2 T TJ x Qx u Ru dt (2.13) Sơ đồ thiết kế cần thiết Hình 2.16 Sơ đồ điều khiển phương pháp LQR Trong đó: Q là ma trận đối xứng xác định dương hay bán xác định dương, thường là ma trận chéo R là ma trận đối xứng xác định dương, thường là ma trận chéo Chọn luật điều khiển hồi tiếp trạng thái u Kx , K là hằng số, thay vào biểu thức của J : 1 ( ) 2 T T t J x Q K RK xdt (2.14) Tính K dùng phương trình Lyapunov, chọn hàm Lyapunov là J : 22 ( ( )) 1 1 ( ) 2 2 T T T x t t V x Q K RK xdt x Px (2.15) ( (0)) (0) (0)T x V J x Px Đạo hàm theo thời gian: ( ) 1 1 ( )[( ) ( ) ( 1 ( )]( ) ( ) 2 2 ) 2 T T T T T x T t x Q K RK x x t V x Q K RK x Q K RK x t (2.16) Giả sử chọn K để hệ ổn định ( ) 0x 1 ( ) ( )( ) ( ) 2 T TV x x t Q K RK x t (2.17) Mặc khác: 1 1 ( ) ( ) [( ) ( )]x 2 2 T T T TV x x Px x Px x A BK P P A PK (2.18) Suy ra: 1 1 [( ) ( )] ( )( ) ( ) 2 2 T T T Tx A BK P P A PK x x t Q K RK x t (2.19) Ma trận P thỏa phương trình Lyapunov: (A ) ( ) ( )T TBK P P A PK Q K RK (2.20) 2.3.2 Các bƣớc giải phƣơng trình tối ƣu Giải phương trình Lyapunov ta được các phần tử của ma trận P theo các phần tử của ma trận K chưa biết. Khi đó: 1 (0) (0) (0) 2 T x xJ V x P là hàm theo các phần tử của ma trận K . Để J cực tiểu ta giải phương trình: 0 ij ij P J J hay K K K (2.21) Suy ra ma trận K , luật điều khiển u Kx (2.22) Xét ổn định của ma trận A BK Nếu muốn điều chỉnh ngõ ra y Cx ta chọn 23 0 1 ( ) 2 T T TJ x C QC K RK xdt (2.23) Đặt ,T là ma trận vuông không suy biến Phương trình Lyapunov viết lại là: [ ( )] ( ) 0T T T T T T T TA K B A K B P P A BK Q K K 1 1 1( ) ( ) 0 2.24 T T T T T T TA P PA K B P K B P PBR B P Q Lấy đạo hàm phương trình theo ijk và dùng tính chất 0 ij P K Ta suy ra: 1 1( ) ( ) 0 T T T T T ij P K B P K B P K (2.25) Cực tiểu xảy ra khi số hạng trong ngoặc = 0 hay: 1 T TK B P 1 1 1( )T T TK B P R B P (2.26) Phương trình Lyapunov trở thành phương trình đại số Riccati: 1 0T TA P PA PBR B P Q (2.27) Trong phương trình trên không chứa K Đây là kết quả rất quan trọng trong lý thuyết điều khiển hiện đại. Phương trình (2.27) là phương trình đại số Riccati. Các bước để tìm hồi tiếp K của LQR như sau: o Lựa chọn thông số ma trận Q và R o Giải phương trình Riccati cho P o Tìm hồi tiếp biến trạng thái SVFP sử dụng: 1 TK R B P (2.28) o Thực thi trong MATLAB bằng hàm ( , , , )lqr A B Q R o Luật điều khiển tối ưu: 1 Tu Kx R B P (2.29) 24 2.4 Kết luận Chương 2 đã trình bày cơ sở lý thuyết để phục vụ cho việc thiết kế bộ điều khiển PID và LQR . Trong chương tiếp theo, trình bày mô hình toán học của hệ con lắc ngược quay. 25 CHƢƠNG 3 MÔ HÌNH TOÁN HỌC HỆ CON LẮC NGƢỢC QUAY Mô hình toán học hệ con lắc ngược quay được xây dựng trên cơ sở các định luật cân bằng lực của Newton, phương trình Euler cho chuyển động quay và phương trình cân bằng năng lượng của con lắc. Sau đó tuyến tính hóa mô hình toán học và kiểm chứng lại bằng Matlab /Simulink. 3.1 Giới thiệu sơ lƣợc hệ thống con lắc ngƣợc quay Hệ thống con lắc ngược là một vấn đề điều khiển cổ điển nó được sử dụng trong các trường đại học trên khắp thế giới, nó là mô hình phù hợp để kiểm tra các thuật toán điều khiển phi tuyến cao. Mô hình hệ thống con lắc ngược quay gồm hai phần: cánh tay, gắn vào động cơ DC quay quanh trục thẳng đứng và con lắc (khớp quay tự do), gắn vào trục encoder ở cuối cánh tay tự do, trong mặt phẳng vuông góc với cánh tay. Con lắc ngược là hệ thống không ổn định nó luôn ở vị trí buông thõng ngã xuống, trừ khi có lực tác động thích hợp vào cánh tay. Bài toán đặt ra là điều khiển cánh tay để swing-up sao cho con lắc ổn định ở vị trí cân bằng thẳng đứng hướng lên trên. Hình 3.1 Mô hình hệ thống con lắc ngược quay 26 Mô hình mô phỏng được dựa theo phương trình động lực học của hệ thống con lắc ngược quay. Đồng thời bộ điều khiển cơ bản cũng được trình bày trong phần tiếp theo của chương này. Mục đích của việc trình bày con lắc ngược trong mô phỏng là để kiểm chứng lại lý thuyết từ các mô hình toán. Từ đây có để đánh giá được sự ổn định của hệ thống con lắc ngược quay trong lí thuyết. 3.2 Thiết lập mô hình toán học hệ thống con lắc ngƣợc quay 3.2.1 Động cơ DC Hình 3.2 Sơ đồ mạch điện tương đương của động cơ DC Trong đó: inV : là điện áp cấp cho động cơ V mI : là cường độ dòng điện qua động cơ A mR : là điện trở của động cơ mL : là điện cảm của cuộn dây trong động cơ H : là sức điện động tạo ra trong động cơ có độ lớn mK V Áp dụng định luật Kirchhoffs 2 cho sơ đồ trên ta được: in R L emfV V V V m m m m m m dI I R L K dt V (3.1) Trong đó: RV : là điện áp giữa hai đầu điện trở mR V LV : là điện áp giữa hai đầu cuộn dây mL V 27 emfV : là điện áp tạo ra trong roto V mK : là hằng số của động cơ Vs m : là góc của motor rad Ta có m mT K I là momem của động cơ; đặt m m m m T K K I K Giả sử ảnh hưởng của cuộn từ cảm Lm là không đáng kể (1) như sau: m in m m m m T V R K K [V] Với: 2 in m m m m m V K K T R (3.2) Ta có phương trình cân bằng moment trên trục động cơ: 1m m m mT T B J (3.3) Trong đó: 1T : là moment tải quy đổi về trục động cơ. B : là hệ số ma sát. J : là moment quán tính động cơ và moment quán tính của hệ thống quy đổi về trục động cơ. Quy đổi moment động cơ về trục làm việc m m g gT T K (3.4) qd m g gJ J K m gK Trong đó: gK là tỉ số truyền g là hiệu suất của cơ cấu là vị trí của trục tải Ta có moment tải quy đổi về trục làm việc, giả sử bỏ qua ma sát ta được: 2 1 m g g m g gT T K J K (3.5) 28 3.2.2 Mô hình hóa hệ thống con lắc ngƣợc quay Con lắc ngược quay được thể hiện trên hình 3.3, và được sử dụng như các tọa độ tổng quát mô tả cho hệ thống con lắc ngược quay. Con lắc di chuyển với một góc trong khi cánh tay quay một góc . Giả sử trọng tâm của con lắc ở điểm B , điểm A được gắn trên cánh tay là giao điểm của tọa độ xyz . Hình 3.3 Cấu trúc hình học hệ con lắc ngược quay Cánh tay quay trên mặt phẳng ngang xz và con lắc quay trên mặt phẳng đứng xy , ta có thể vẽ những lực như trên hình 3.4. Hình 3.3 vận tốc ở điểm B trên con lắc có mối liên hệ tới điểm A trên cánh tay là: cos( ) sin( ) BA BA x L y L (3.6) Con lắc di chuyển cùng với sự quay của cánh tay với vận tốc là r . Do đó, vận tốc tuyệt đối của điểm B trên con lắc là: cos( ) sin( ) B B x r L y L (3.7) Hình 3.4 Sơ đồ phân tích lực của hệ con lắc ngược quay a)Sơ đồ phân tích lực trên cánh tay b)Sơ đồ phân tích lực trên con lắc 29 Phương trình (3.7) là theo thời gian, ta có gia tốc của điểm B 2 2 sin( ) cos( ) y cos( ) sin( ) B B x r L L L L (3.8) Áp dụng định luật 2 Newton trên con lắc theo hướng x , ta được B xmx F hay: 2sin( ) cos( ) xmr mL mL A (3.9) Áp dụng định luật 2 Newton trên con lắc theo hướng y , ta được B ymy F hay: 2cos( ) sin( ) ymL mL A mg hay: 2cos( ) sin( ) ymg mL mL A (3.10) Áp dụng phương trình Euler cho chuyển động quay của con lắc về điểm B , ta được: B BJ M hay: 21 2 cos sin 12 x ym L A L A L hay : 21 cos( ) sin( ) 3 x ymL A L A L (3.11) Áp dụng phương trình Euler cho chuyển động quay của cánh tay về điểm O , ta được: o oJ M hay 1eq eq xJ T B A r (3.12) Thay thế phương trình (3.9) và (3.10) vào (3.11), ta có được vế trái: 2 21 [ sin cos ] cos 3 mL mr mL mL L 2[ cos sin ] sinmg mL mL L 2 21 [( sin( ) cos( ) ] cos 3 mL mr mL mL L 2[ cos sin ] sinmg mL mL L 24cos( ) sin( ) 0 3 mLr mL mgL (3.13) Thế (3.9) vào (3.12), ta được: 2 1 [ sin cos ]eq eqJ T B mr mL mL r 30 2 2 1 [ sin cos ]eq eqJ T B mr mLr mLr 2 2 1( ) cos( ) sin( )eq eqJ mr mLr mLr T B (3.14) Ta có được hệ phương trình chuyển động của hệ thống. 2 2 1 2 ( ) cos sin 4 cos sin 0 3 eq eqJ mr mLr mLr T B mLr mL mgL (3.15) Động năng của hệ thống được sinh ra từ cánh tay quay và con lắc là: 2 2 2 21 1 1( ) 2 2 2 eq B B BW J m x y J 2 2 2 21 1 1[(r Lcos ] [ sin ] 2 2 2 eq BJ m L J (3.16) Trong đó: 2 2 1 1 (2L) 12 3 BJ m mL là momen quán tính của con lắc. Lấy mặt phẳng nằm ngang là mặt phẳng quay của cánh tay coi như là mặt phẳng mốc, ta thấy chỉ có lực trọng trường là thế năng của hệ thống: cosV mgL (3.17) Ta có hai tọa độ tổng quát là và , do đó ta có được hai phương trình theo Lagrange là: 1( ) 0 eq d T T V T B dt d T T V dt (3.18) Moment quán tính của tải tại trục làm việc là 1T : 2 1 m g g m g gT T K J K 2 2in m m g g g m g g m V K K K K J K R 2 2 2m g g g g m in m g g m m K K K K V J K R R (3.19) Thế (3.19) vào (3.15), ta có được mô hình phi tuyến của hệ thống như sau: 2 2 2 21 2( ) cos( ) 2 3 eqJ mr mL mLr 31 2 2 2 2 2 cos sineq m g g g g m in m g g eq m m J mr mLr mLr K K K K V J K B R R 2 2 2 2 2( ) cos sin ( ) g g m eq m g g eq m K K J mr J K mLr mLr B R 24cos sin 0 3 m g g in m K K V mLr mL mgL R (3.20) Với: 2 2 2 2 2 ; ; 4 ; 3 ; eq m g g g g m eq m m g g m a J mr J K b mLr c mL d mLg K K e B R K K f R Ta được: 2cos( ) sin( ) ina b b e fV (3.21) cos( ) c dsin( ) 0b (3.22) Là hệ phương trình phi tuyến của hệ thống con lắc ngược quay 3.3 Tuyến tính hóa từ mô hình phi tuyến Sử dụng phương pháp sai lệch nhỏ, theo phương pháp này việc tuyến tính hoá được thực hiện bằng cách khai triển hàm phi tuyến thành chuỗi Taylor tại vùng lân cận điểm ổn định (tương ứng với chế độ xác lập). Chỉ khảo sát các sai lệch bậc nhất trong chuỗi đó. Sai lệch so với trạng thái ổn định càng nhỏ thì việc đánh giá các quá trình của phần tử phi tuyến có sai số càng bé sau khi biến đổi tuyến tính. Cho n biến: 32 1 2 3, , ,..., nn x x x x có thể được rút gọn như sau: 1 2 3, , ,..., ny f x x x x 1 2 3, , ,..., ny f x x x x Ta có: 1 1 1 1 1 1 2 2 2 2 2 2 1 1 2 2 1 2 ... ... ... ... n n n n n n n n n x x x x x x x x x x x xf f f y y x x x x x x x x x x x x x x x Sử dụng kỹ thuật phân tích ở trên, mô hình được tuyến tính hóa như sau: Giả sử 0 và 0 Đặt: 1 2 1 2 0 0 x x x x Từ phương trình (3.21) ta đặt: 2cos sin , 0,0 in in y a b b e fV f y a b e fV f Với: 2 1 sin cos 0 0 0 f f b b x f 2 2 sin 0 0 0 f f b x f 33 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 f f y y f f y y ina b e fV Do đó, từ phương trình (3.21) ta có phương trình tuyến tính hóa là: 0 : in in a b e fV Hay a b e fV

Các file đính kèm theo tài liệu này:

  • pdfluan_van_thiet_ke_va_dieu_khien_he_thong_con_lac_nguoc_quay.pdf
Tài liệu liên quan