Luận án Nghiên cứu điều khiển hệ thống tích trữ năng lượng bánh đà sử dụng động cơ từ trường dọc trục Stator kép và bộ biến tần ma trận gián tiếp

MỤC LỤC

LỜI CAM ĐOAN . i

LỜI CẢM ƠN . ii

MỤC LỤC. iii

DANH MỤC CÁC TỪ VIẾT TẮT VÀ KÝ HIỆU . vi

1. Danh mục các từ viết tắt .vi

2. Danh mục các ký hiệu vii

DANH MỤC BẢNG BIỂU . ix

DANH MỤC HÌNH VẼ . x

MỞ ĐẦU . 1

1. Tính cấp thiết của đề tài 1

2. Đối tượng và phạm vi nghiên cứu 2

3. Mục tiêu nghiên cứu 2

4. Phương pháp nghiên cứu .2

5. Những đóng góp mới của luận án 3

6. Ý nghĩa khoa học và thực tiễn .3

7. Bố cục và nội dung của luận án 4

CHƯƠNG 1 . 5

TỔNG QUAN HỆ THỐNG LƯU TRỮ NĂNG LƯỢNG BÁNH ĐÀ . 5

1.1 Cấu tạo và chế độ làm việc của FESS . 5

1.1.1 Cấu tạo của FESS . 5

1.1.2 Chế độ làm việc của FESS . 7

1.2 Động cơ từ trường dọc trục (AFPM) .9

1.2.1 Sự phù hợp của AFPM và RFPM khi sử dụng cho FESS . 9

1.2.2 Các loại động cơ AFPM . 10

1.3 Bộ biến đổi điện tử công suất .11

1.3.1 Bộ biến đổi Back to Back (BTB) . 12

1.3.2 Bộ biến đổi Ma trận (MC) . 13

1.4 Các vấn đề đặt ra với FESS .15

1.4.1 Yêu cầu về động cơ AFPM stator kép tích hợp bánh đà. . 16

1.4.2 Yêu cầu về bộ biến đổi điện tử công suất . 16

1.4.3 Tổng hợp điều khiển cho FESS . 17

1.5 Nội dung nghiên cứu 17

1.6 Kết luận chương 1 .18

CHƯƠNG 2 . 19

NGHIÊN CỨU BỘ BIẾN ĐỔI MA TRẬN ĐIỀU CHẾ GIÁN TIẾP ĐẦU RA

KÉP TRONG HỆ THỐNG LƯU TRỮ NĂNG LƯỢNG . 19

BÁNH ĐÀ . .19

2.1 Mô hình bán vật lý AFPM stator kép 19

2.1.1 Mô hình AFPM trên hệ tọa độ dq . 20

2.1.2 Mô hình toán học và mô hình bán vật lý của AFPM stator kép . 24

2.2 Cấu trúc hệ thống điều khiển AFPM stator kép 26

2.2.1 Mạch vòng điều khiển dòng điện . 26

2.2.2 Mạch vòng điều khiển tốc độ . 28

2.2.3 Mạch vòng điều chỉnh vị trí dọc trục . 30

2.3 Hệ thống điều khiển AFPM stator kép bằng bộ biến đổi BTB .31

2.3.1 Cấu trúc chung . 31

2.3.2 Mạch vòng dòng điện . 31

2.3.3 Mạch vòng điện áp một chiều . 34

2.3.4 Mô phỏng hệ thống điều khiển AFPM stator kép bằng BTB . 35

2.4 Hệ thống điều khiển AFPM stator kép bằng bộ biến đổi IMC .43

2.4.1 Phân tích cấu trúc IMC – AFPM stator kép . 43

2.4.2 Điều chế vector không gian cho phía nghịch lưu . 44

2.4.3. Điều chế vector không gian cho phía chỉnh lưu . 49

2.4.4 Liên kết giữa chỉnh lưu và nghịch lưu . 53

2.4.5 Thực hiện điều khiển IMC đầu ra kép . 55

2.4.6. Mô phỏng IMC đầu ra kép nối tải RL. 58

2.4.7 Mô phỏng hệ thống điều khiển AFPM stator kép bằng IMC . 62

2.5 Kết luận chương 2 .71

CHƯƠNG 3 . 73

THIẾT KẾ ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ TỪ TRƯỜNG DỌC TRỤC . 73

3.1 Thiết kế AFPM 73

3.1.1 Cơ sở lý thuyết . 73

3.1.2 Đề xuất công suất AFPM thiết kế . 77

3.1.3 Tính chọn thông số của AFPM stator kép . 77

3.1.4 Mô phỏng trên phần mềm FEM . 78

3.2 Xây dựng mô hình 3D của động cơ AFPM trên FEM 81

3.2.1 Mô hình 3D . 81

3.2.2 Chia lưới đề xuất cho AFPM . 82

3.2.3 Kết quả mô phỏng FEM 3D . 83

3.3 Đề xuất quy trình thiết kế và bộ thông số AFPM 84

3.3.1 Thông số của AFPM . 84

3.3.2 Quy trình thiết kế AFPM cho FESS . 85

3.4 Kết luận chương 3 .85

CHƯƠNG 4 . 87

CHẾ TẠO MÔ HÌNH THỬ NGHIỆM . 87

ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ TỪ THÔNG DỌC TRỤC . 87

4.1 Mô hình AFPM stator kép 87

4.2 Các bước chế tạo AFPM stator kép .88

4.2.1 Chọn vật liệu chế tạo . 88

4.2.2 Chế tạo Stator . 89

4.2.3 Chế tạo Rotor . 90

4.2.4 Chế tạo Nam châm . 91

4.2.5 Chế tạo Trục . 92

4.3 Triển khai thực nghiệm và đo kiểm .92

4.4 Kết luận chương 4 .98

KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ . 99

DANH MỤC CÁC CÔNG TRÌNH ĐÃ CÔNG BỐ CỦA LUẬN ÁN . 101

TÀI LIỆU THAM KHẢO . 102

PHỤ LỤC A . 110

PHỤ LỤC B . 112

PHỤ LỤC C . 114

PHỤ LỤC D . 117

PHỤ LỤC E . 119

pdf136 trang | Chia sẻ: vietdoc2 | Ngày: 27/11/2023 | Lượt xem: 153 | Lượt tải: 1download
Bạn đang xem trước 20 trang tài liệu Luận án Nghiên cứu điều khiển hệ thống tích trữ năng lượng bánh đà sử dụng động cơ từ trường dọc trục Stator kép và bộ biến tần ma trận gián tiếp, để xem tài liệu hoàn chỉnh bạn click vào nút DOWNLOAD ở trên
ễ tính toán bộ điều chỉnh dòng điện. is* + - is ic pc K K s + 1 (1,5 . 1)3 ce s u T s + ( )uiG s ( )PIG s w ( )p mG s Hình 2.13 Mạch vòng điều chỉnh dòng điện Đối tượng của bộ điều chỉnh dòng điện có dạng như phương trình (2.56), sử dụng phương pháp tổng hợp mạch vòng dòng điện dựa trên đáp ứng trên miền tần số, xác định tần số cắt ωc (thông thường lựa chọn trong khoảng 10 lần tần số cơ bản và 1/10 tần số phát xung) và dự trữ pha (dự trữ pha được lựa chọn trong khoảng 300 ÷ 600). Biên độ bộ điều chỉnh PI: ( ) 2 2 2 ic PI pc K G j K  = + (2.58) Do tần số cắt lớn hơn nhiều lần tần số cơ bản nên: ( )PI pc C G j K    =  (2.59) Tham số bộ điều chỉnh được xác định theo biểu thức sau: ( ) ( ) ( )w. . 1PI p m ui C CC G j G j G j         = == = (2.60) Từ công thức (2.59) và (2.60), tính ra được hệ số khuếch đại theo công thức sau: 34 ( ) ( )w 1 . pc ui p m C C K G j G j       = = =       (2.61) Do dự trữ pha hệ thống nằm trong giới hạn cho phép nên pha của bộ điều chỉnh PI được tính như công thức (2.62) ( ) ( ) ( ) 0 1 2 + 180PI ui C C PI C PM arcG j arcG j A arcG j A          = = = = + →   (2.62) trong đó: ( ) ( ) ( ) ( ) 0 1 0 2 min - 180 max 180 ui C ui C A PM arcG j A PM arcG j       = =   = +         = − +     (2.63) 2.3.3 Mạch vòng điện áp một chiều Bộ điều khiển điện áp phía một chiều được thiết kế sau khi đã thiết kế được bộ điều khiển dòng điện đạt yêu cầu. Coi điện áp trên tụ biến đổi chậm, vì vậy có thể sử dụng phương trình cân bằng năng lượng để mô hình hóa bộ điều khiển điện áp: 2 1 3 2 2 C load d d du C dt P u i= − (2.64) với uC,ud lần lượt là điện áp trên tụ và điện áp dây. Tuyến tính hóa quanh điểm làm việc: C C C d d d d d d u U u i I i u U u = +  = +  = + (2.65) Thay các điểm làm việc vào phương trình (2.65) ta có: ( ) ( )( ) 2 1 3 2 2 C C load d d d d d C dt U u P I i U u + = − + + (2.66) Bỏ qua các tín hiệu nhỏ bậc 2, thu được phương trình sau: 0 1,5C d d Cud Uu i CU s = = − (2.67) + - i p K K s + 1,5. . . d c U C U s − * cu cu Hình 2.14 Mạch vòng điện áp trên miền toán tử Laplace 35 Hàm truyền kín của mạch vòng điều chỉnh điện áp trên tụ: * 20 1,5 1,5 C p d i d C C p d i dc vg C C u u K U K U s CU CU K U K C s s CU CU =   +   = −   − +    % % % (2.68) Giả thiết dẫn dắt theo hàm truyền khâu dao động bậc 2: ( ) 2 2 2 2 2 2 n n nd n n s W s s s     + = + + (2.69) Trong đó ζ là hệ số dao động tắt dần ( 0< ζ<1), ωn là tần số dao động riêng của hệ thống. Đồng nhất hệ số 2 phương trình ta được: ( )( ) 2 2 1,5 1,5 n C p d C i n d U C K U U C K U    = −    = −  (2.70) 2.3.4 Mô phỏng hệ thống điều khiển AFPM stator kép bằng BTB a. Mô hình mô phỏng Hình 2.15 Mô hình mô phỏng hệ thống b. Thông số mô phỏng - Thông số bộ biến đổi BTB và bộ lọc. 36 Bảng 2.1 Thông số bộ biến đổi, chỉnh lưu tích cực Thông số bộ biến đổi Giá trị Điện áp DC Vo = 600 V Công suất P = 5 KW Tụ DC C = 1750 uF Cuộn cảm lọc phía BBĐ Li = 4.75 mH Cuộn cảm lọc phía lưới Lg = 0.7 mH Tụ lọc Cf = 22 uF Trở lọc Rd = 2.04 Ω - Thông số động cơ được tính toán và lựa chọn tại chương 3 của luận án. Bảng 2.2 Thông số động cơ AFPM stator kép STT Thông số động cơ Giá trị 1 Công suất P = 1 kW 2 Tốc độ định mức 3000 vòng/phút 3 Điện áp pha 220V 4 Tần số 100 Hz 5 Rs 5Ω 6 J 0.0185 kgm2 7 m 8.09 kg 8 G 40.12 N 9 p 2 10 Lq=Ld 0.039 H 11 Ns 458 vòng c. Kịch bản mô phỏng Thay đổi tốc độ AFPM ứng với các chế độ làm việc nạp, chờ, xả của FESS. Tiến hành đánh giá các kết quả thu được trong các chế độ làm việc. 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) 0 1000 2000 3000 (v ò n g /p h ú t) Tốc độ đặt Hình 2.16 Tốc độ đặt 37 Kịch bản thay đổi tốc độ động cơ như trong bảng 2.3. Bảng 2.3 Thời gian và tốc độ động cơ trong chu kì đầu Thời gian (s) 0-0,4 0,4-0,6 0,6-1 Tốc độ động cơ (Vòng/phút) 0 → 3000 3000 3000 → 900 Chế độ hoạt động Nạp Chờ Xả Trong khoảng thời gian từ 1s trở đi ứng với chu kì hoạt động tiếp theo với chế độ hoạt động tương tự như chu kì trước. d. Kết quả mô phỏng hệ thống điều khiển AFPM stator kép bằng BTB + Tốc độ AFPM Đáp ứng tốc độ ở Hình 2.17 cho thấy tốc độ của AFPM bám sát giá trị đặt trong các quá trình nạp, chờ và xả. Khi chuyển giữa các chế độ làm việc, có dao động tốc độ nhỏ không đáng kể. 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) 0 1000 2000 3000 (V ò n g /p h ú t) Tốc độ Hình 2.17 Đáp ứng tốc độ của AFPM + Đáp ứng vị trí z 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) -6 -4 -2 0 (m ) 10-5 z Hình 2.18 Đáp ứng vị trí z Kết quả mô phỏng Hình 2.18 cho thấy: 38 - Vị trí z của bánh đà có dao động tại các thời điểm chuyển giữa các chế độ làm việc của hệ thống. Khi khởi động, trong khoảng thời gian từ 0 – 0,2 s, tương ứng với tốc độ quay ω từ 0-900 vòng/ phút, bánh đà có sự dao động vị trí z nhiều hơn so với dải tốc độ quay ω>900 vòng/phút. Từ kết quả mô phỏng cho thấy vị trí z bị dao động nhỏ. Dao động vị trí này nằm trong phạm vi cho phép. - Sau quá trình khởi động (hoặc khi tốc độ ω>900 vòng/phút), sai lệch vị trí trung bình nhỏ, z3. 10-5 m, - Kết quả này cho thấy bộ điều chỉnh vị trí đáp ứng tốt và làm việc đảm bảo yêu cầu. + Điện áp trên tụ DC-Link 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 Thời gian (s) 500 550 600 (V ) Vdc 1.4 Hình 2.19 Điện áp trên tụ DC link - Điện áp bus DC được điều khiển có đáp ứng nhanh, bám giá trị đặt 600(V) trong giới hạn cấp, xả dòng của biến tần BTB (khi tốc độ thay đổi: 0 – 0.2s; khi tốc độ ổn định: 0.4 – 0.6s, 0.8 – 1.0s và 1.2 – 1.4s). Trong trường hợp gia tốc cho động cơ lớn (tăng tốc: 0.2 – 0.4s và 1.0 – 1.2s; giảm tốc: 0.6 – 0.8s), dòng điện tiêu thụ động cơ lớn và đạt giá trị giới hạn cấp, xả dòng của biến tần BTB nên việc điều chỉnh bám giá trị đặt (600 V) được thực hiện đạt ở ngưỡng chấp nhận. Giá trị xác lập của điện áp trong khoảng từ 595V – 598V (sai lệch hoạt động dưới 1%). - Tại các thời điểm chuyển chế độ làm việc, điện áp có “gợn sóng” với độ quá điều chỉnh ở ngưỡng chấp nhận được. Khi hệ thống khởi động, giá trị điện áp đỉnh (630 VDC) có độ quá điều chỉnh đạt dưới ngưỡng 5%. Trong thực tế, tụ được chọn với hệ số dự trữ 1,2 - 1,5 lần so với điện áp làm việc định mức. + Dòng điện Id1, Iq1, Id2, Iq2 Kết quả mô phỏng trên hình 2.20, ta thấy: - Dòng điện Id1, Id2 có giá trị nhỏ, ngược chiều nhau đảm bảo lực F1 và F2 ngược chiều trong quá trình điều khiển cân bằng lực dọc trục. Giá trị Id1, Id2 nhỏ và gây 39 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) -0.2 -0.1 0 0.1 0.2 (A ) Id1 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) -0.2 -0.1 0 0.1 0.2 (A ) Id2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) -5 0 5 (A ) Iq1 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian(s) -5 0 5 (A ) Iq2 Hình 2.20 Dòng điện Id1, Iq1, Id2, Iq2 khi điều khiển bằng BTB 40 tổn hao nhỏ trên động cơ trong quá trình làm việc. Bộ điều khiển vị trí có cấu trúc PD nhằm đảm bảo yêu cầu đáp ứng nhanh trong điều khiển vị trí ở phạm vi hoạt động hẹp (khoảng vài chục m) với tải lực lớn. Giá trị đặt Id1, Id2 là đầu ra của bộ điều khiển PD nên có tần số cao, đáp ứng có độ đập mạch lớn, trong khi đó đối với hệ động cơ không đồng bộ thông thường, giá trị đặt của Id là giá trị cố định (thường bằng 0). Do vậy, đáp ứng Iq1, Iq2 xuất hiện dao động ở biên độ nhỏ do tương tác chéo trong quá trình điều khiển mô men. Dòng điện Iq1, Iq2 của AFPM ở các chế độ làm việc: Chế độ nạp (0-0,4s): Iq1 = Iq2  3,5A. Chế độ chờ (0,4s – 0,6s): Iq1 = Iq2  0A; Chế độ xả (0,6s – 0,8s) Iq1 = Iq2  -3,5A. Biên độ dao động của Iq1, Iq2 ở chế độ nạp, xả có giá trị khoảng 0.16 A, tương ứng với biên độ dao động tương đối khoảng 4,5% (< 5%). Như vậy, đáp ứng dòng điện phù hợp với lý thuyết và chế độ làm việc của hệ thống FESS. Các kết quả cho thấy bộ điều chỉnh dòng điện làm việc đảm bảo yêu cầu. + Lực dọc trục Lực dọc trục được điều khiển cân bằng, G=F1-F2 là trọng lực của bánh đà/rotor. Từ kết quả mô phỏng trên Hình 2.21, ta thấy: - Tại các thời điểm chuyển các chế độ làm việc, lực F1, F2 có dao động. Tuy nhiên do lực F1, F2 ngược chiều nhau, tự bù cho nhau nên không ảnh hưởng đến tổng lực F hay hệ thống FESS. Tổng lực dọc trục trong các chế độ làm việc của FESS luôn cân bằng và ổn định. + Đáp ứng mô men Te Mô men điện từ phù hợp với các chế độ làm việc của AFPM. Te dương trong chế độ nạp, Te sấp xỉ bằng 0 trong chế độ chờ và Te âm trong chế độ xả. Đáp ứng Te có đập mạch khi chuyển chế độ làm việc, có thể tính toán thông số bộ điều chỉnh dòng điện để giảm bớt độ đập mạch. + Năng lượng E Từ kết quả mô phỏng trên hình 2.23, ta thấy: - Năng lượng ở chế độ nạp, xả đúng theo chế độ làm việc nạp, chờ, xả của AFPM, hệ thống FESS tích trữ năng lượng ở chế độ chờ ổn định gần 800J. - Năng lượng xả trong khoảng 0,2s (0,6s-0,8s), tương ứng tốc độ từ 3000 vòng/phút → 900 vòng/phút sấp xỉ 800J. Như vậy, FESS có thể thực hiện trả năng lượng về lưới khi cần huy động và lượng xả về có thể điều chỉnh và giám sát thông qua tốc độ ω. 41 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) 1000 1200 1400 1600 1800 2000 (N ) F1 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) 1200 1400 1600 1800 2000 (N ) F2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) -150 -100 -50 0 (N ) F1-F2=G Hình 2.21 Lực F1, F2 khi điều khiển bằng BTB 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) -20 -10 0 10 20 (N ) Te Hình 2.22 Mô men Te của AFPM 42 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) 0 200 400 600 800 1000 (J ) E Hình 2.23 Năng lượng E khi điều khiển bằng BTB + Công suất P Kết quả mô phỏng trên hình 2.23, ta thấy: - Công suất P đúng với các chế độ làm việc của FESS: Chế độ nạp (0 – 0,4s): Công suất lớn nhất P  1000 W; Chế độ chờ (0,4s – 0,6s): Công suất P  80 W. Ở chế độ này công suất chủ yếu duy trì phần tổn hao trên động cơ (bỏ qua tổn hao cơ khí, nhiệt). - Đáp ứng công suất khi chuyển các các chế độ làm việc của FESS khá nhanh và đảm bảo yêu cầu. 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 Thời gian (s) -1000 -500 0 500 1000 1500 (W ) P Hình 2.24 Công suất P Nhận xét: - Từ các kết quả mô phỏng đạt được, FESS với cấu trúc BTB đầu ra kép - AFPM stator kép đã được thiết kế và điều khiển đảm bảo các chế độ làm việc và đáp ứng tốt khả năng lưu trữ và xả năng lượng. 43 - Tại các thời điểm chuyển chế độ làm việc của FESS, vẫn còn dao động nhỏ của các thông số. Điều này có thể khắc phục bằng cách tối ưu các tham số của bộ điều khiển PD, PI hoặc sử dụng các phương pháp điều khiển khác. 2.4 Hệ thống điều khiển AFPM stator kép bằng bộ biến đổi IMC 2.4.1 Phân tích cấu trúc IMC – AFPM stator kép Nói chung có thể dùng cấu trúc MC- AFPM để có hệ thống bộ biến đổi bán dẫn gọn nhẹ, không dùng tụ DC link. Tuy nhiên để có thể điều khiển hai nghịch lưu (inverter) độc lập thì sơ đồ IMC phù hợp hơn. IMC khi đó có cấu tạo gồm một chỉnh lưu tích cực hai chiều và hai nghịch lưu . Phía nghịch lưu sẽ có các mạch vòng dòng điện, mạch vòng tốc độ, mạch vòng vị trí dọc trục z thực hiện điều khiển giống như VSI thông thường, được trình bày tại mục 2.2. Phía chỉnh lưu có thể điều khiển độc lập các tải [48] [73]. Phía chỉnh lưu tích cực tạo nên điện áp đầu ra một chiều ảo Vpn, thực chất là bộ biến đổi nguồn dòng (buck – converter), trong đó dòng điện idc chỉ phân bổ giữa các pha của 3 pha lưới. Vì vậy chỉ cần khâu điều chế để định dạng dòng điện lưới iabc mà không có mạch vòng dòng điện lưới. Chỉ có điện áp một chiều ảo Vpn nên cũng không có mạch vòng điện áp UC. Như vậy, có thể thấy sự ưu việt của bộ biến đổi IMC so với bộ biến đổi BTB. Vấn đề đặt ra gồm: + Điều chế phía nghịch lưu. + Điều chế phía chỉnh lưu. + Phối hợp giữa điều chế chỉnh lưu và nghịch lưu qua 3 cơ chế: - Phân phối xung nghịch lưu trong mỗi thời gian điều chế (duty cycle) của phía chỉnh lưu *( ) *( )NL NLd d d d + , với dNL là tổng thời gian điều chế của nghịch lưu trong chu kỳ Ts. - Tính điện áp một chiều ảo Vpn cho điều chế nghịch lưu thay vì đo Vpn, với ( )*( )rec abcpnV S u= . - Tính toán quy luật điều chế để tối ưu số lần đóng cắt của các van bán dẫn và đảm bảo quá trình chuyển mạch chỉnh lưu khi idc = 0 ở phía nghịch lưu. 44 Hình 2.25 Cấu trúc IMC đầu ra kép nối tải R,L 2.4.2 Điều chế vector không gian cho nghịch lưu Sơ đồ phía nghịch lưu của biến tần ma trận được thể hiện như trên Hình 2.26. Trạng thái hoạt động của các van ở phía nghịch lưu được thể hiện bằng các trạng thái chuyển mạch. Ở Bảng 2.4, trạng thái ‘P’ chỉ rằng các van ở trên trong một nhánh đang ‘ON’ và điện áp đầu ra của nghịch lưu (VA, VB, VC) là dương Vpn. Trạng thái ‘O’ chỉ rằng các van dưới ở một nhánh đang ‘ON’ và điện áp đầu ra phần nghịch lưu bằng 0. S7 S9 S11 S8 S10 S12 Vpn Idc Bộ nghịch lưu 1 Tải R,L Hình 2.26 Sơ đồ nghịch lưu 45 Tám trạng thái chuyển mạch được mô tả ở Bảng 2.4. Ví dụ, trạng thái chuyển mạch [PPO] chỉ ra van S7, S9, và S12 ở các nhánh A, B, C tương ứng ở phần nghịch lưu đang ‘ON’ và có thể dẫn. Trong số tám trạng thái chuyển mạch, [PPP] và [OOO] là trạng thái không và các trạng thái chuyển mạch còn lại là trạng thái tích cực. Trạng thái tích cực có đặc điểm chung là hai đường dây đầu ra được nối chung với một pha đầu vào. Bảng 2.4 Các trạng thái chuyển mạch của phần nghịch lưu Trạng thái Nhánh A Nhánh B Nhánh C S7 S8 IAN S9 S10 IBN S11 S12 ICN P ON OFF Ipn ON OFF Ipn ON OFF Ipn O OFF ON 0 OFF ON 0 OFF ON 0 Mối quan hệ giữa trạng thái chuyển mạch và vectơ không gian trong phần nghịch lưu có thể được suy ra bằng cách giả sử rằng hoạt động của nghịch lưu tạo ra bộ điện áp đầu ra cân bằng ba pha, do đó : 0A B CV V V+ + = (2.71) trong đó điện áp VA, VB, VC là các điện áp pha tải. Các biến ba pha có thể được chuyển thành các biến hai pha tương đương trong hệ toạ độ α -β : . A B C -1 -1 V V 12 2 2 . V V 03 3 - 3 V 2 2           =           (2.72) Một vectơ không gian bất kỳ nói chung có thể được biểu diễn dưới dạng điện áp hai pha trong hệ quy chiếu α-β : V V jV = + (2.73) Vα và Vβ có thể được tính từ phương trình (2.72) và sau đó thay thế vào phương trình (2.73): 0 2 /3 4 /32 . . . 3 j j j A B CV V e V e V e   = + +   (2.74) Ví dụ, với trạng thái tích cực [POO], điện áp pha tải được tạo ra : 2 1 1 ; ; 3 3 3 A pa B pa C paV V V V V V − − = = = (2.75) Vector không gian tương ứng 1V có thể nhận được bằng cách thay thế phương trình (2.75) vào phương trình (2.74): 0 1 2 3 j paV V e= (2.76) 46 Theo cùng một quy trình, tất cả 6 vector tích cực có thể được suy ra là: ( 1) /32 3 j i i paV V e −= (2.77) Giá trị cuối cùng của các vector điện áp được thể hiện trong Bảng 2.5. Các vector không 0V được tạo thành bằng cách sử dụng một trong hai trạng thái [PPP] hoặc [OOO]. Các vector tích cực và vector không đều không di chuyển trong không gian tham chiếu và là các vector biên (đứng yên). Điện áp tham chiếu Vout quay theo quỹ đạo tròn với tần số ω0t trong sơ đồ vector không gian. Các vector tham chiếu này được biểu diễn như công thức (2.78). ( )j to o out om om outV V e V   −= =  (2.78) trong đó Vom là biên độ và out là hướng của vector tham chiếu 1 2 6, .......V V V . Giá trị biến out = (ω0t - φ0), trong đó ω0t là góc pha của điện áp ra và φ0 là góc tùy ý. Bảng2.5 Chuyển đổi trạng thái và các điện áp đầu ra Sơ đồ vector không gian cho phía nghịch lưu được thể hiện trên Hình 2.27. Tám vector không gian (tích cực) cấu thành nên hình lục giác và vector tham chiếu outV tùy ý nằm trong lục giác có thể được tổng hợp bằng tổng trong số các trạng thái Trạng thái chuyển mạch Tổ hợp kết hợp van Điện áp đầu ra Vector không gian Vout S7 S9 S11 S8 S10 S12 VA VB VC [PPP] 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 [OOO] 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 [POO] 1 0 0 0 1 1 [PPO] 1 1 0 0 0 1 [OPO] 0 1 0 1 0 1 [OPP] 0 1 1 1 0 0 [OOP] 0 0 1 1 1 0 [POP] 1 0 1 0 1 0 2 3 pnV 1 3 pnV− 1 3 pnV− 02 3 j pnV e 1 3 pnV 1 3 pnV 2 3 pnV− 3 2 3 j pnV e  1 3 pnV− 2 3 pnV 1 3 pnV− 2 3 2 3 j pnV e  2 3 pnV− 1 3 pnV 1 3 pnV 3 3 2 3 j pnV e  1 3 pnV− 1 3 pnV− 2 3 pnV 4 3 2 3 j pnV e  1 3 pnV 2 3 pnV− 1 3 pnV 5 3 2 3 j pnV e  47 chuyển mạch điện áp đầu ra, từ V0 tới V6. Biên độ lớn nhất của điện áp tham chiếu outV bằng bán kính của hình trong bên trong lục giác là 3 / 2 0.866 lần biên độ của vector tích cực. Điện áp đầu ra được tạo ra nhờ áp dụng phương pháp SVM dựa trên giá trị trung bình của điện áp DC-link ảo. I II III IV V [P00] VA V0 VC VB [P0P][00P] [0P0] [PP0] out outV [0PP] V3 V4 V5 VI V6 V1 V2 Hình 2.27 Biểu đồ vector không gian cho phía nghịch lưu Hình 2.28 Vector tham chiếu Vout trong một sector Hình 2.28 biểu diễn vector tham chiếu outV trong một sector của vector không gian điện áp ra. có thể được tổng hợp bằng cách sử dụng hai vector tích cực liền kề, V và V với hệ số điều chế dα và dβ tương ứng. Giả sử rằng chu kỳ trích mẫu Ts đủ nhỏ, vector tham chiếu V có thể được coi là hằng số trong mỗi chu kỳ trích mẫu. Khi đó, phương trình cân bằng điện áp là: out sV T V T V T V T     = + + (2.79) outV out 0V V  V  d V  d V  48 trong đó sT T T T  = + + Tα, Tβ, T0 là thời gian chuyển mạch với các vector V , V , 0V tương ứng. 2 /3 4 /3; ; 0j jpn pnV V e V V e V     = = = (2.80) Thay phương trình (2.80) vào phương trình (2.79), tách phần thực và phần ảo: Re: 2 1 (cos ) 3 3 om s pn pnV T V T V T  = + Im: 1 (sin ) 3 om s pnV T V T = (2.81) Giải phương trình (2.81) với được: 3 sin 3 s om out pn T V T V      = −    ; 3 sins om out pn T V T V  = (2.82) Đặt 3 om I pn V m V = , là hệ số điều chế thiết lập mối quan hệ giữa điện áp đầu ra và đầu vào của nghịch lưu, phương trình (2.82) được tính toán để đưa ra các hệ số điều chế: sin 3 I outd m     = −    ; sin( )I outd m = ; 0 1d d d = − − (2.83) với 0 < θ < /3 Khi đó quá trình điều chế chuyển mạch xét tại Sector I (tương tự cho các Sector còn lại) được thể hiện như Hình 2.29. V0 V1 V2 V7 V7 V2 V1 V0 do/2 dα dβ d0/2 Ts/2 S7 S9 S11 SECTOR I (V0, V1, V2, V7) Ts Hình 2.29 Sơ đồ chuyển mạch tại Sector I phía nghịch lưu Các hệ số điều chế của phần nghịch lưu được đồng bộ với giai đoạn chỉnh lưu sT T T T  = + +  49 để cung cấp mô hình điều chế hoàn chỉnh cho IMC 2.4.3. Điều chế vector không gian cho chỉnh lưu Chỉnh lưu độc lập với nguồn dòng một chiều Idc, được biểu diễn trên Hình 2.30. Sử dụng phương pháp điều chế véc tơ không gian (SVM) cho chỉnh lưu. Giai đoạn chỉnh lưu có thể được coi chuyển từ nguồn ba pha sang nguồn hai pha. Hai pha đầu ra cung cấp điện áp đơn cực mà không xảy ra bất kỳ hiện tượng ngắn mạch nào của nguồn cung cấp. Do đó, các tổ hợp chuyển mạch của giai đoạn chỉnh lưu được thực hiện như trong Bảng 2.6. Ví dụ, trạng thái chuyển mạch [ab] cho biết các công tắc S1 và S4 trong các chân chỉnh lưu được bật 'ON' và có thể dẫn. Trong số 9 trạng thái chuyển mạch, [aa], [bb] và [cc] là trạng thái chuyển mạch bằng không và tập hợp trạng thái chuyển mạch còn lại là trạng thái tích cực. Bộ lọc Ua Ub Uc S2 S4 S6 S1 S3 S5 Vpn Idc p n N Hình 2.30 Sơ đồ chỉnh lưu Mối quan hệ giữa các trạng thái chuyển mạch và vec tơ không gian cho bộ chỉnh lưu được suy ra bằng cách đầu tiên giả định rằng hoạt động của bộ chỉnh lưu tạo ra bộ cân bằng ba pha của dòng điện đầu vào, do đó: 0a b cI I I+ + = (2.84) trong đó Ia, Ib, Ic là dòng các pha đầu vào. Các dòng điện ba pha có thể được chuyển đổi thành các biến hai pha tương đương trong hệ quy chiếu α-β : a b c -1 -1 I I 12 2 2 = I I 03 3 - 3 I 2 2                      (2.85) Một vectơ không gian nói chung có thể được biểu diễn dưới dạng dòng điện hai pha trong hệ quy chiếu α -β : I I jI = + (2.86) 50 Từ phương trình (2.85) và phương trình (2.86), ta có: 0 2 /3 4 /32 . . . 3 j j j a b cI I e I e I e   = + +   (2.87) Ví dụ: trạng thái chuyển mạch [ab], dòng đầu vào được tạo là: ; ; 0a dc b dc cI I I I I= = = (2.88) Bảng 2.6 Chuyển đổi trạng thái và các pha dòng đầu vào tạo ra Trạng thái chuyển mạch Tổ hợp kết hợp van Dòng đầu vào Vector không gian Idc S1 S2 S3 S4 S5 S6 Ia Ib Ic [aa] 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 [bb] 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 [cc] 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 [ab] 1 0 0 1 0 0 Idc - Idc 0 6 2 3 dcI e  − [ac] 1 0 0 0 0 1 Idc 0 - Idc 6 2 3 dcI e  [bc] 0 0 1 0 0 1 0 Idc - Idc 2 2 3 dcI e  [ba] 0 1 1 0 0 0 - Idc Idc 0 5 6 2 3 dcI e  [ca] 0 1 0 0 1 0 - Idc 0 Idc 5 6 2 3 dcI e  − [cb] 0 0 0 1 1 0 0 - Idc Idc 2 2 3 dcI e  − Vectơ không gian tương ứng I1, có thể nhận được bằng cách thay thế phương trình (2.88) vào phương trình (2.87): /6 1 2 3 j dcI I e −= (2.89) Áp dụng tương tự để tính toán các vectơ không gian dòng điện đầu vào còn lại I2, I3, I6. Các giá trị cuối cùng của các vector không gian dòng điện đầu vào được thể hiện trên Bảng 2.6. Các vector không I0 có thể được hình thành bằng cách sử dụng một trong ba trạng thái chuyển mạch [aa], [bb] và [cc]. Các vector không và vector tích cực không quay và được gọi là vector tĩnh. Các vector tham chiếu inI quay theo quỹ 51 đạo tròn với tần số ωi. Các vector tham chiếu này có thể được biểu diễn như công thức (2.90). ( )j ti i in im im inI I e I   −= =  (2.90) trong đó Iim là biên độ và in là hướng của vector tham chiếu. Giá trị in bằng (ωi.t- ϕi), ωi.t là góc pha của điện áp đầu ra và 𝜑𝑖 là góc tùy ý. Hình 2.31 thể hiện sơ đồ vector không gian cho phần chỉnh lưu. Chín vectơ không gian như một hình lục giác và vectơ tham chiếu đầu vào tùy ý inI nằm trong hình lục giác có thể được tổng hợp bằng tổng vectơ trong số chín dòng điện đầu vào có thể chuyển đổi thành vectơ không gian, từ I0 đến I6. Hình 2.32 thể hiện vector tham chiếu 𝐼�̅�𝑛 trong một sector của vector không gian dòng điện đầu vào. inI có thể được tổng hợp bằng cách sử dụng hai vector liền kề 𝐼�̅� và 𝐼�̅�với hệ số điều chế dγ và 𝑑𝛿 tương ứng. Giả sử rằng chu kỳ trích mẫu Ts đủ nhỏ, vector tham chiếu inI có thể được coi là hằng số trong mỗi khoảng chu kỳ trích mẫu. Do đó, phương trình dòng điện là: 0 0in sI T I T I T I T   = + + (2.91) trong đó 0sT T T T = + + Tγ, Tδ và T0 là thời gian chuyển mạch với các vector Iγ, Iδ, I0 tương ứng. /6 /6 0 2 2 ; ; 0 3 3 j j pn pnI I e I I e I     −= = = (2.92) Ib Ia Ic I3[bc] I2[ac] I1[ab] I6[cb] I5[ca] I4[ba] 1 3 2 4 5 6 Iin I0 in Hình 2.31 Biểu đồ vector không gian cho chỉnh lưu 52 Hình 2.32 Vector tham chiếu Iin trong một sector Thay phương trình (2.92) vào (2.91) và tách phần thực và phần ảo, giá trị của Tγ, Tδ và T0 nhận được là: 3 sin 3 s im in pn T I T I      = −    ; 3 sins im in pn T I T I  = (2.93) với 0 ≤ θ < /3 Sau đó, phương trình (2.91) có thể được biểu diễn dưới dạng hệ số điều chế mR: ) 3 (R s inT m T sin  = − ; ( )R s inT m T sin = ; 0 sT T T T = − − (2.94) với 0 ≤ θ <  /3 trong đó : 3 im R pn I m I = Thực hiện tính toán theo phương trình (2.93), ta có các hệ số điều chế : ( ) 3 R ind m sin  = − ; ( )R ind m sin = ; 0 1d d d = − − (2.95) với 0 ≤ θ <  /3 trong đó : 0 0, , s s s T T T d d d T T T    = = = (2.96) Để tỉ số truyền điện áp tổng thể lớn nhất, vec tơ I0 (d0=0) sẽ không dùng trong quá trình điều chế. Do vậy, ta có: 1, s d d T T T     + = + = (2.97) Khi đó quá trình điều chế chuyển mạch tại Sector I (tương tự cho các Sector còn lại) được thể hiện như Hình 2.33. Iin d I  d I  I I in 53 I1 Ts SECTOR I (I1, I2, I2, I1) I1I2 I2 d d . / 2sd T . / 2sd T . / 2sd T . / 2sd T Hình 2.33 Sơ đồ điều chế chuyển mạch phía chỉnh lưu Các hệ số điều chế của phía chỉnh lưu được kết hợp với các hệ số điều chế ở phía nghịch lưu để tính toán chuyển mạch cho bộ biến tần ma trận gián tiếp đầu ra kép. 2.4.4 Liên kết giữa chỉnh lưu và nghịch lưu 2.4.4.1 Phối hợp hệ số điều chế giữ chỉnh lưu và nghịch lưu Để đơn giản hóa việc điều chế tổng thể của bộ biến đổi IMC, chỉ thực hiện điều chế trên giai đoạn nghịch lưu tạo ra vector không. Các vector không trong phần chỉnh lưu không được sử dụng,

Các file đính kèm theo tài liệu này:

  • pdfluan_an_nghien_cuu_dieu_khien_he_thong_tich_tru_nang_luong_b.pdf
  • pdfLuận án tóm tắt.pdf
  • pdfTHÔNG TIN TÓM TẮT VỀ NHỮNG KẾT LUẬN MỚI CỦA LUẬN ÁN TIẾN SĨ.pdf
  • pdfTRÍCH YẾU LUẬN ÁN TIẾN SĨ.pdf
Tài liệu liên quan