Luận văn Nghiên cứu thiết kế hệ thống điều khiển tốc độ động cơ đồng bộ nam châm Vĩnh Cửu

òng điện và điện áp, nên công suất giảm nhanh về 0 khi động cơ đạt được tốc độ này 2) Trường hợp m = LdIsmax: Đây là trường hợp if = Ismax (Hình 1.8 (b). Vì tâm của ellipse giới hạn điện áp nằm trên đường tròn giới hạn dòng điện, nên giao điểm luôn luôn tồn tại ở bất kỳ tốc độ lớn nào. Do đó, vùng công suất không đổi có thể được mở rộng đến tốc độ vô cùng về mặt lý thuyết. 23 (a) (b) (c) Hình 1.8: Quỹ đạo dòng điện và đặc tính công suất - tốc độ trong ba trường hợp: (a) m > LdIsmax ; (b) m = LdIsmax ; (c) m < LdIsmax • 24 3) Trường hợp /m <LdIsmax: Lúc này, tâm của ellipse nằm trong đường tròn giới hạn dòng điện tại mọi tốc độ (Hình 1.8 (c)). Từ thông nam châm có thể bị khử hoàn hoàn bởi từ thông stator. Ở trường hợp này, vùng công suất không đổi cũng được mở rộng đến vô hạn. Tuy nhiên, công suất đầu ra bé hơn so với trường hợp 2. Như vậy, để mở rộng CPSR thì cường độ từ thông của nam châm vĩnh cửu trên rotor cần phải được cân đối với dòng điện stator lớn nhất. Tiêu chí (1.17) là một yếu tố quan trọng trong việc thiết kế các hệ truyền động ứng dụng CPSR. Đối với những hệ truyền động có yêu cầu dải điều chỉnh tốc độ rộng ở vùng công suất không đổi thì động cơ có đặc tính như trường hợp 2 và 3 được ưu tiên lựa chọn. 1.4 Kết luận chương 1 Trong chương này, luận văn đã giới thiệu về các động cơ đồng bộ, bên cạnh đó đã phân loại các động cơ này dựa vào dạng sóng của sức phản điện động và đặc điểm cấu tạo của rotor. Qua so sánh và đánh giá ưu nhược điểm của từng loại động cơ thì nổi bật lên loại PMSM với nhiều ưu điểm về mômen và tốc độ. Do đó, tác giả đã tiếp tục đi sâu phân tích thêm một loại động cơ tiêu biểu, với các ưu điểm vượt trội trong các PMSM là IPMSM. Từ những phân tích trên, tác giả đã chọn động cơ IPM là đối tượng nghiên cứu chính của luận văn, sau đó sẽ mở rộng bài toán ra các loại động cơ khác. Ngoài ra, luận văn còn đưa ra một số phương pháp điều khiển có thể ứng dụng cho PMSM và nhận thấy rằng phương pháp FOC có nhiều ưu điểm về điều khiển hơn nên đã chọn phương pháp này để xây dựng cấu trúc điều khiển cho bài toán đưa ra. Đây là một phương pháp điều khiển hiện đại giúp tách các thành phần dòng điện tạo từ thông và dòng điện sinh mômen quay từ hệ thống dòng điện xoay chiều ba pha ở stator, nhờ mạch vòng điều khiển dòng điện stator. Từ các công thức chuyển đổi giữa các hệ tọa độ có trong phương pháp FOC, tác giả đã xây dựng thành các khâu chuyển đổi hệ tọa độ trong 25 MATLAB/SIMULINK như ở phụ lục P.1. Trong phần cuối của chương, luận văn đưa ra mô hình toán học của PMSM trong hệ tọa độ d-q. Từ mô hình toán này, tác giả đã xây dựng được mô hình của IPMSM trong MATLAB/SIMULINK như ở phụ lục P.2. Cũng dựa vào mô hình toán này, giới hạn dòng điện và điện áp của PMSM được đưa ra. Trong đó, đối với trường hợp là IPMSM (>1) thì giới hạn điện áp là một ellipse, còn nếu trong trường hợplà SPMSM (=1) thì giới hạn điện áp này là một đường tròn, và các giới hạn điện áp này đều có tâm tại (-ỉf ,0) trong hệ tọa độ d-q. Giới hạn dòng điện của các PMSM đều là đường tròn có tâm tại gốc của hệ tọa độ d-q. Trong phần này, luận văn cũng phân tích các đặc tính điện áp, dòng điện, mômen và từ thông rotor của PMSM theo dòng điện. Từ đó chia vùng làm việc của động cơ thành 3 vùng: vùng tốc độ quay định mức, vùng giảm từ thông phía thấp (vùng công suất không đổi) và vùng giảm từ thông phía cao. Trong đó, trong vùng giảm từ thông phía thấp (vùng tốc độ cao) thì mômen của động cơ giảm tỷ lệ nghịch với tốc độ, còn trong vùng giảm từ thông phía cao (vùng tốc độ cực cao) thì mômen động cơ giảm tỷ lệ nghịch với bình phương tốc độ. Ngoài ra, tác giả còn đưa ra đặc tính công suất - tốc độ của động cơ PMSM với 3 trường hợp riêng biệt. Các nội dung này cũng sẽ là nền tảng phục vụ cho một số nội dung ở các chương sau. Trên cơ sở đối tượng điều khiển và phương pháp điều khiển đã chọn trong chương này, ở chương tiếp theo, tác giả sẽ đưa ra cấu hình điều khiển tối thiểu tổn thất cho PMSM, sau đó thiết kế các mạch vòng điều khiển có trong cấu hình này. 26 Chương 2: ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ NAM CHÂM VĨNH CỬU 2.1 Cấu hình điều khiển cho PMSM Cấu hình của một hệ truyền động điện điều khiển tựa theo từ thông rotor (FOC) sử dụng PMSM được đưa ra trên Hình 2.1: Hình 2.1: Cấu trúc điều khiển cho PMSM. Sơ đồ Hình 2.1 gồm hai mạch vòng điều khiển: mạch vòng điều khiển dòng điện bên trong và mạch vòng điều khiển tốc độ bên ngoài. Động cơ được nuôi bằng bộ nghịch lưu nguồn áp. Khối SVM là khối điều chế vector không gian, có nhiệm vụ tạo ra các xung điều khiển để đóng mở các van công suất trong bộ nghịch lưu nguồn áp để tạo điện áp xoay chiều ba pha cấp cho động cơ. Khối Rj là bộ điều khiển dòng điện tách kênh thông dụng PI, có nhiệm vụ tính toán để đưa ra giá trị điện áp đặt u*d, u*q, qua khâu chuyển đổi hệ tọa độ đưa ra điện áp đặt xoay chiều u*α, u*ι làm tín hiệu đặt cho khối SVM. Trong sơ đồ còn có các khâu đo dòng điện, khâu tốc độ quay của rotor, khâu tích phân... 27 Đặc biệt, trong sơ đồ có khối LMA (Loss Minimization Algorithm) được cài đặt thuật toán tối thiểu tổn thất cho PMSM. Khi đó, giá trị đặt tốc độ trục động cơ *  (* tượng trưng cho giá trị đặt), qua bộ điều khiển tốc độ Rζ, đưa ra giá trị dòng điện đặt iq*. Giá trị đặt iq* và tốc độ thưc của rotor r  được đưa vào khối LMA, và đầu ra khối này cho giá trị dòng điện đặt tối ưu id* để giảm thiểu tổn thất của PMSM. Về thuật toán tối thiểu tổn thất trong khối LMA, nó sẽ được bàn thảo kỹ hơn trong Chương 3. Còn vấn đề mô hình hóa mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha, phương pháp điều chế vector không gian để điều chế độ rộng xung (Pulse Width Modulation - PWM) cho bộ nghịch lưu ba pha, và thiết kế các bộ điều khiển dòng điện và điện áp sẽ được trình bày chi tiết trong các mục dưới đây. 2.2 Điều chế độ rộng xung cho bộ nghịch lưu ba pha. 2.2.1 Mô hình hóa mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha. Mô hình hóa là cầu nối giữa đối tượng vật lý (bộ nghịch lưu nguồn áp ba pha) và lý thuyết điều khiển (phương pháp thiết kế bộ điều khiển), nên nó ảnh hưởng rất lớn đến việc thiết kế bộ điều khiển. Mô hình mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha với các nhánh van được mô tả bởi các khóa chuyển mạch , , a b cS S S như Hình 2.2. Hình 2.2: Mô hình mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha 28 Điện áp trên tải được xác định như sau: trong đó, , , a b cS S S cũng có thể được coi là các hàm chuyển mạch (hoặc các xung PWM), có giá trị là 1 hoặc -1, có được sau khi so sánh tín hiệu điều chế với tín hiệu sóng mang tam giác. Tín hiệu điều chế hay hàm điều chế phụ thuộc vào phương pháp điều chế. Còn tín hiệu sóng mang tam giác là xung tam giác cân có tần số bằng tần số PWM mong muốn và có biên độ cũng phụ thuộc vào phương pháp điều chế. 2.2.2 Phương pháp điều chế vector không gian. Sơ đồ mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha Hình 2.3 gồm ba cặp van bán dẫn IGBT, do đó sẽ có tám trạng thái đóng cắt các van, và mỗi trạng thái đóng cắt ta thu được một vector điện áp xác định (cả về hướng và độ lớn). Tương ứng như vậy, ta sẽ thu được tổng cộng tám vector điện áp cố định - được gọi là tám vector biên chuẩn, như liệt kê trong Bảng 2.1 Hình 2.3: Sơ đồ mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha. 29 Sector 3 Sector 1 Sector 4 Sector 6 Bảng 2.1: Bảng trạng thái đóng cắt van và giá trị điện áp ứng với các vector chuẩn. Vector chuẩn Van dẫn ua ub uc us u0 S2, S4, S6 0 0 0 0 u1 S6 , S1, S2 2Udc / 3 -Udc /3 -Udc /3 2Udc / 3 0 u2 S1, S2, S3 Udc /3 Udc /3 -2Udc / 3 2Udc /3 ( / 3) u3 S2, S3, S4 -Udc /3 2Udc / 3 -Udc /3 2Udc / 3 ( / 3) u4 S3, S4 , S5 -2Udc / 3 Udc /3 Udc /3 2Udc / 3 (- ) u5 S4, S5, S6 -Udc /3 -Udc /3 2Udc / 3 2Udc / 3 (- / 3) u6 S5, S6, S1 Udc /3 -2Udc / 3 Udc /3 2Udc / 3 ( / 3) u7 S1, S3, S5 0 0 0 0 Sector 2 Sector 5 Hình 2.4: Vị trí các vector chuẩn trên hệ tọa độ cố định - Từ bảng 2.1 ta thấy rằng biên độ các vecter chuẩn ( 30 đđều bằng /3 và có góc pha lệch nhau một góc .Hai vector không ( ) đều có biên độ bằng không.các vector chuẩn chia không gian vector thanh sáu vector đều nhau,có góc mở là như hình 2.4 trong đó vùng thực sự có ích cho việc điều chế điện áp chỉ nằm trong hình lục giác đều, được giới hạn bởi đỉnh của sáu vector biên. Tuy nhiên, nhằm mục đích giảm hài bậc cao, trong thực tế nhiều khi người ta tận dụng toàn bộ lục giác ,mà chỉ sử dụng vùng bên trong đường tròn nội tiếp lục giác trên.khi ấy,biên độ điện áp cực đại . Vector điện áp stator sẽ được điều chế dựa trên việc thực hiện các vector chuẩn u0 ,u1 ,...,u7 . Khi vector u s nằm trong một sector bất kỳ, nó sẽ được tổng hợp dựa trên việc thực hiện hai vector biên của sector đó và một trong hai vector không, độ lớn và góc của vector u s sẽ phụ thuộc vào thời gian thực hiện các vector biên và vector không. Do vậy, ta cần phải xác định được thời gian đóng cắt các vector chuẩn trong từng sector, từ đó đưa ra được tín hiệu điều chế d. Trình tự xác định tín hiệu điều chế d theo phương pháp điều chế vector không gian (SVM) được tiến hành theo các bước sau: 1) Xác định biên độ, góc pha và sector của vector điện áp stator cần điều chế: Biên độ và góc của vector điện áp được xác định theo các công thức sau: (2.2) = atan2( ) . (2.3) 31 Hình 2.5: Lưu đồ thuật toán xác định sector của vector điện áp stator. Xác định sector là xác định vị trí của vector điện áp us đang nằm ở sector nào, việc này được thực hiện nhờ vào thuật toán ở Hình 2.5, trong đó điện áp được tính dựa vào và theo công thức Clarke (1.3), và giá trị thứ tự sector xác định được sẽ gán vào biến S ở đầu ra. 2) Tính toán thời gian thực hiện các vector biên (u p , ut ) và vector không. Thời gian thực hiện các vector biên và vector không được tính toán theo các công thức sau: 𝑇𝑝= √3 𝑈𝑟𝑒𝑓 𝑈𝑑𝑐 sin(𝑆 𝜋/3 − γ) 𝑇𝑡= √3 𝑈𝑟𝑒𝑓 𝑈𝑑𝑐 sin( γ − (S − 1) π /3 ) 𝑇0 = 𝑇𝑐𝑦 − 𝑇𝑝 − 𝑇𝑡 3)Xác định tín hiệu điều chế theo Bảng 2.2. Bảng 2.2: Xác định tín hiệu điều chế theo phương pháp SVM. Sector 1: S  1 Sector 3: S  3 Sector 5: S  5 d1  Tp  Tt  T0 /2 d3  Tt  T0 /2 d5  T0 /2 d1  T0 /2 d3  Tp  Tt  T0 /2 d5  Tt  T0 /2 d1  Tt  T0 /2 d3  T0 /2 d5  Tp  Tt  T0 /2 Sector 4: S  4 Sector 6: S  6 Sector 2: S  2 Sai Đúng Sai Sai Sai Sai Đúng Đúng Đúng Đúng 32 d1  T0 /2 d3  Tp  T0 /2 d5  Tp  Tt  T0 /2 d1  Tp  Tt  T0 /2 d3  T0 /2 d5  Tp  T0 /2 d1  Tp  T0 /2 d3  Tp  Tt  T0 /2 d5  T0 /2 Phương pháp SVM vừa trình bày ở trên được tổng hợp và xây dựng thành khâu SVM (Hình 2.1) trong MATLAB/SIMULINK được đưa ra ở phần phụ lục P.4. Trên Hình 2.6 là đồ thị tín hiệu điều chế cho bộ nghịch lưu ba pha theo phương pháp SVM Hình 2.6: Hàm điều chế cho mạch nghịch lưu ba pha theo phương pháp SVM. Ngoài ra phương pháp SVM, còn có phương pháp SinPWM có hàm điều chế dạng hình sin với tần số bằng tần số điện áp mong muốn sau khi nghịch lưu, và hàm điều chế được so sánh với sóng mang tam giác cân có biên độ từ -1 đến 1. Tuy nhiên, nếu so sánh phương pháp này với phương pháp SVM, thì phương pháp SVM có nhiều ưu điểm hơn so với phương pháp SinPWM. Biên độ điện áp cực đại khi được điều chế theo phương pháp SVM là Udc/ 3 , lớn hơn so với phương pháp SinPWM là Udc /2 . Dòng điện ra khi nghịch lưu theo phương pháp SVM có tổng độ méo sóng hài (THD) nhỏ hơn so với 33 phương pháp SinPWM. Thêm vào đó, không phải tất cả các chíp khả trình đều hỗ trợ sẵn hàm sin, nên việc tạo ra một hàm điều chế hình sin khi sử dụng phương pháp SinPWM bị hạn chế trong một số ứng dụng điều khiển số. Chính vì vậy, với các hệ truyền động đòi hỏi chất lượng cao thì SVM là phương pháp thường được sử dụng. Do đó, tác giả sẽ sử dụng phương pháp SVM để tạo các xung chuyển mạch cho các van của mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha có mô hình đã đưa ra ở mục (2.2.1). 2.3 Thiết kế các bộ điều khiển dòng điện và tốc độ 2.3.1 Thiết kế bộ điều khiển dòng điện bằng kỹ thuật hàm chuẩn bậc hai Dựa vào (1.6), ta có thể viết lại quan hệ điện áp và dòng điện trong hệ tọa độ d-q như sau: ( ) (R sL )i L i d s d e q q q s q q e d d e m u R sL L i u            (2.7) Từ (2.7), ta xây dựng được mô hình của PMSM trong hệ tọa độ d-q ở Hình 2.7. Trong đó: / ; / Rd d s q q sT L R T L  là các hằng số thời gian; và 1/s sK R là hệ số khuếch đại của hàm truyền đối tượng. Hình 2.7: Mô hình động cơ trên hệ tọa độ d-q. 34 Trên thực tế, thành phần dòng điện trên hai trục d,q có tác động ảnh hưởng lẫn nhau thông qua thành phần e q qL i và e d d e mL i  trong (2.7). Vì vậy bộ điều khiển dòng điện cần có thêm thành phần bù xen kênh để đảm bảo hai thành phần dòng điện trên được điều khiển độc lập. Hình 2.8 mô tả cấu trúc bộ điều khiển dòng điện có bù xen kênh. Hình 2.8: Bộ điều khiển bù xen kênh dòng điện Khi sử dụng bộ bù tách kênh, ảnh hưởng của thành phần e q qL i lên nhánh d đã được loại bỏ, tương tự với thành phần e m e d dL i  lên nhánh q. Khi đó hai nhánh d,q sẽ được điều khiển độc lập bởi từng bộ điều khiển riêng biệt là Rid và Riq Cấu trúc bộ điều khiển dòng điện Rid và Riq được sử dụng là bộ PI, hàm truyền tổng quát được mô tả theo công thức sau: 1 pi ii ii i pi ii K s K K R K ss K     (2.8) Bộ điều khiển dòng điện Mô hình điện của PMSM 35 Hình 2.9: Sơ đồ mạch vòng điều khiển dòng điện. Sơ đồ mạch vòng dòng điện tổng quát cho cả hai nhánh d,q được biểu diễn theo hình 2.9. Trong đó: Ts là hằng số thời gian Td (hoặc Tq) ; TTWM là hằng số thời gian của hàm truyền khâu điều chế vector không gian (SVM) ; và Tsi là hằng số thời gian của hàm truyền khâu cảm biến đo dòng điện. Hàm truyền đạt hệ hở của mạch vòng điều khiển dòng điện: W W ( ). ( ). ( ). ( ) 1 1 1 . . . 1 1 1 2 hi i P M i si pi ii s P M s si ii G R s G s G s G s K s K K s T T s T s s K       (2.9) Do TTWM và Tsi là những hằng số thời gian nhỏ, do đó ta có thể xâp xỉ Ghi thành: W 1 1 . . 1 1 2 pi ii s hi P Ms si ii K s K K G s TT s T s K           (2.10) Để nâng cao chất lượng đáp ứng dòng điện, ta cần bù hằng số thời gian lớn Ts . Để đơn giản, ta chọn: pi s ii K T K  (2.11) Khi đó hàm truyền hệ hở (2.10) được viết lại: 36 2W . 2 s ii hi P M si K K G T T s s         (2.12) Hàm truyền hệ kín được tính theo công thức: W 2 1 1 2 1 hi ki P Mhi si s ii s ii G G TG T s s K K K K       (2.13) Hệ kín mạch vòng dòng điện có dạng khâu dao động bậc hai. Do vậy, ta có thể đưa hệ kín về dạng khâu dao động bậc hai tổng quát với đặc tính mong muốn bằng kỹ thuật hàm chuẩn bậc hai. Dạng chuẩn của khâu dao động bậc hai:   2 2 1 2 1s F Ds      (2.14) Trong đó : D là hệ số tắt dần; và ω là tần số dao động tự nhiên. Cho Gki = [F] ta rút ra được: W 2 12 1 2 P M si s ii s i T T K K D K K          (2.15) Rút ω từ phương trình thứ hai rồi thế vào phương trình thứ nhất của (2.15), ta được phương trình: 2 W4 . . 1 2 P M si s ii T D T K K        (2.16) Từ (2.11) và (2.16), ta có thể tính được hệ số Kpi và Kii của bộ điều khiển dòng điện Ri : 2 W 1 4 . . 2 . ii P M s si pi ii s K T D K T K K T          (2.17) 37 Thay Kpi và Kii tìm được theo (2.17) vào (2.8), ta được bộ điều khiển dòng điện : 2 2W W 2 2W W 1 1 . 4 . . 4 . . . 2 2 1 1 . 4 . . 4 . . . 2 2 id d P M P M s si s si iq q P M P M s si s si R T T T D K T D K T s R T T T D K T D K T s                                     (2.18) Khi sử dụng kỹ thuật hàm chuẩn bậc hai, việc chọn hệ số tắt dần D là rất quan trọng vì nó sẽ ảnh hưởng đến đáp ứng của hệ thống. Với các thông số của động cơ như trên, ta tính tần số dao động tự nhiên  theo phương trình thứ nhất của (2.15). Đồng thời, chọn một số giá trị của D trong khoảng từ 0 đến 5, ta có đáp ứng bước nhảy của hàm chuẩn bậc hai (2.14) có dạng như đồ thị trên Hình 2.10. Với 1D  , đáp ứng có dạng của khâu đáp ứng bậc nhất, khi D càng tăng thì thời gian xác lập càng tăng. Với 1D  đáp ứng có độ quá điều chỉnh, khi D càng tiến dần về 0 thì độ quá điều chỉnh càng lớn, và khi 0D thì hệ thống sẽ mất ổn định. Dựa vào đặc điểm đó, ta có thể chọn giá trị của D cho phù hợp để hệ có đặc tính mong muốn. 38 2.3.2 Thiết kế mạch vòng tốc độ theo phương pháp tối ưu đối xứng Với cấu hình điều khiển đã đưa ra trên Hình 2.1 thì mạch vòng dòng điện là mạch vòng trong. Do vậy, mạch vòng dòng điện sẽ là một phần đối tượng điều khiển của mạch vòng tốc độ. Hàm truyền hệ kín của mạch vòng dòng điện sau khi tính toán bộ điều khiển: 2 2 2 2 2W W 1 4 . 4 . . 1 2 2 ki P M P M si si G T T D T s D T s                 (2.19) Tương tự như ở mục 2.3.1, ta xấp xỉ Gki thành: 2 W 1 4 . 1 2 ki P M si G T D T s         (2.20) Đặt 2 W 1 4 . 1 2 i P M si T T D T s         Khi đó ikG có dạng của một khâu quán tính bậc nhất có hằng số thời gian là iT : 1 1 ik i G T s   (2.21) Từ đây, ta xây dựng được cấu trúc mạch vòng tốc độ như trên Hình 2.11, trong đó Tsw là hằng số thời gian của khâu cảm biến đo tốc độ. Hình 2.11: Sơ đồ mạch vòng điều khiển tốc độ. 39 Hàm truyền đối tượng điều khiển của mạch vòng tốc độ: 31 1 1 . . . 1 2 1 n m i s P G T s Js T s       (2.22) ( 1) K s T s     (2.23) trong đó: 3 2 n mPK J    và i sT T T   Đối tượng điều khiển của mạch vòng tốc độ có dạng khâu tích phân quán tính bậc nhất, do đó, ta có thể tính toán bộ điều khiển tốc độ theo phương pháp tối ưu đối xứng. Chọn cấu trúc bộ điều khiển tốc độ R là bộ PI: i p K R K s     (2.24) Theo phương pháp tối ưu đối xứng, các tham số pK  và iK  của bộ điều khiển tốc độ được tính toán theo công thức sau: 1 pK aK T     2 1 iK a aK T     (2.25) Trong đó, hệ số a được xác định từ độ quá điều chỉnh h mong muốn của hệ kín. Giá trị a càng lớn độ quá điều chỉnh càng nhỏ, nếu a < 1 hệ kín sẽ mất ổn định. 2.3.3 Mô phỏng và kết quả Để kiểm tra chất lượng của các bộ điều khiển vừa thiết kế, ta xây dựng mô hình có cấu trúc như Hình 2.1 trong MATLAB/SIMULINK với động cơ có các thông số và hệ số như trên. Ở đây, ta tạm bỏ qua khối LMA trong Hình 2.1, và cho dòng điện đặt 0di   . 1) Tính toán một số thông số của động cơ: Tốc động cơ định mức tính theo rad/s: 40 2 2 .2600 272 60 60 dm rdm n      (rad/s) (2.26) Tốc độ điện định mức: edm rdm nP   272.3 = 816 (rad/s) (2.27) Tần số băm xung PWM: W 10P Mf kHz 2) Tính toán thông số các bộ điều khiển dòng điện và tốc độ: Chọn 2,5 D . Theo công thức (2.18) ta tính được bộ điều khiển dòng điện: 7,867 0,1idR s   (2.28) 7,867 0, 223iqR s   (2.29) Chọn 9a  , theo công thức (2.25) ta tính được bộ điều khiển tốc độ: 104 4,456R s    (2.30) Khi sử dụng chuẩn tối ưu đối xứng, ta thấy rằng tử số của hàm chuẩn có thành phần đạo hàm, thành phần này làm cho đáp ứng có độ quá điều chỉnh lớn. Do vậy ta sử dụng thêm một khâu tiền xử lý để làm mềm tín hiệu đặt, giúp giảm độ quá điều chỉnh cho mạch vòng tốc độ. Hàm truyền khâu tiền xử lý: 1 1 ( ) 6 1 0,0285 1 fG s T s s     (2.31) 3) Kết quả mô phỏng: Thực hiện mô phỏng với lượng đặt tốc độ cơ và mômen tải thay đổi như trong bảng phụ lục P.7 (xét trong khoảng từ 0÷0,8s). Thời điểm ban đầu, ta cho tốc độ đặt bằng 1300rpm ( 136r   rad/s, 50% tốc độ định mức); mômen tải bằng 0. Tiếp theo tại thời điểm 0,2s, ta giữ nguyên tốc độ đặt và đóng mômen tải với giá trị là 50Nm. Sau đó, tăng tốc độ đặt lên tốc độ định mức 2600rpm ( 272r   rad/s) và giữ nguyên mômen tải tại thời điểm 0,4s. Cuối cùng, giữ nguyên tốc độ định mức và tăng mômen tải lên 80Nm tại thời điểm 41 0,6s. Các kết quả mô phỏng được thể hiện trên các Hình 2.12, Hình 2.13 và Hình 2.14. Nhận xét: Khi mới khởi động, hay khi tăng tốc động cơ lên tốc độ định mức, tốc độ động cơ đều nhanh chóng bám theo giá trị đặt, thời gian quá độ , với độ quá điều chỉnh h nhỏ hơn 6% như trên Hình 2.12 (a). Tại các thời điểm đóng tải (tăng mômen tải), tốc độ bị giảm khá lớn gần 20%, có thể cải thiện độ sụt tốc bằng cách giảm hệ số a, từ đó tăng hệ số iK  , tuy nhiên giá trị dòng xung đỉnh sẽ tăng tỷ lệ. Mômen có đáp ứng khá nhanh, biên độ đập mạch nhỏ khoảng 5% như trên Hình 2.12 (b), có thể cải thiện chất lượng đáp ứng mômen bằng cách giảm hệ số D từ đó tăng hệ số iiK của bộ điều khiển dòng điện, giúp đáp ứng dòng điện d-q nhanh hơn, sai lệch tĩnh nhỏ hơn. Nhưng bù lại điện áp điều khiển yêu cầu sẽ có giá trị xung đỉnh lớn, dễ vượt qua điện áp định mức, gây mất ổn định vì điện áp định mức bị giới hạn. Hình 2.12: Đồ thị đáp ứng tốc độ (a) và mômen (b) của động cơ khi đặt id=0 42 Hình 2.13: Đồ thị đáp ứng dòng điện id (a) và iq (b) của động cơ ở các tốc độ và mômen khác nhau khi đặt id=0. Hình 2.14: Đồ thị đáp ứng dòng điện ba pha của các động cơ ở các tốc độ và mômen khác nhau khi đặt id=0. 2.4 Kết luận chương 2 Phần đầu của chương này, luận văn đã đưa ra cấu trúc điều khiển tối thiểu tổn thất cho PMSM và giải thích rõ nhiệm vụ của các khối có trong 43 cấu trúc này. Trong đó, bộ nghịch lưu nguồn áp được sử dụng để cấp nguồn cho động cơ, và ứng dụng phương pháp SVM để điều khiển 3 cặp van của bộ nghịch lưu. Đặc biệt, nội dung khối LMA trong cấu hình điều khiển ở trên sẽ được trình bày cụ thể hơn ở chương 3. Đồng thời trong chương này, tác giả đưa ra tư tưởng của phương pháp điều khiển, mô hình hóa bộ nghịch lưu nguồn áp, và đã trình bày sơ lược về điều chế vector không gian cho bộ nghịch lưu nguồn áp. Dựa vào kết quả mô hình hóa tác giả đã xây dựng mô hình bộ nghich lưu nguồn áp ba pha trong MATLAB/SIMULINK như trên, và dựa vào những hiểu biết về phương pháp điều chế vector không gian tác giả đã xây dựng khâu SVM trong MATLAB/SIMULINK. Trong phần tiếp theo của chương này, tác giả tiến hành thiết kế các mạch vòng điều khiển. Đầu tiên, mạch vòng dòng điện được thiết kế trước bằng kỹ thuật hàm chuẩn bậc hai. Sau đó, mạch vòng tốc độ mới được thiết kế bằng phương pháp tối ưu đối xứng. Từ đó, bộ điều khiển dòng điện có bù xen kênh và bộ điều khiển tốc độ được xây dựng trong MATLAB/SIMULINK như ở trên. Sau cùng, để đánh giá chất lượng của các bộ điều khiển vừa thiết kế và phương pháp điều khiển đã chọn, tác giả đã tiến hành mô phỏng hệ thống với dòng điện đặt id*=0 (đầu ra của khối LMA trên Hình 2.1). Kết quả mô phỏng đã cho thấy rằng, hệ thống có đáp ứng tốc độ, mômen và dòng điện là nhanh, và đảm bảo các chỉ tiêu chất lượng. Cấu trúc điều khiển đưa ra đã chỉ ra rằng, để điều khiển tối thiểu tổn thất động cơ cần phải tìm ra một thuật toán điều khiển đưa ra được dòng điện đặt di tối ưu để tổn thất của PMSM là tối thiểu nhưng vẫn tạo ra mômen xác lập tại tốc độ đặt. Trên cơ sở cấu hình điều khiển đã đưa ra, Chương 3 của luận văn sẽ đề cập đến một số phương pháp giảm thiểu tổn thất cho PMSM đã biết và đưa ra thuật toán điều khiển tối thiểu tổn thất đề xuất. 44 Chương 3: THIẾT KẾ MẠCH NGUYÊN LÝ 3.1 Mạch công suất 3.1.1 Module FSBF10CH60B Mạch công suất bao gồm một bộ nguồn chỉnh lưu cầu một pha, mạch DC link, mạch điện trở hãm và bộ biến đổi. Trong đó, phần cơ bản của mạch công suất sử dụng vi mạch chuyên dụng FSBF10CH60B. Đây là một module truyền động xoay chiều 3 pha nâng cao với đầy đủ các tính năng, được sử dụng làm các biến tần chất lượng cao cho các động cơ không đồng bộ, động cơ một chiều không chổi than và động cơ đồng bộ kích thích nam châm vĩnh cửu. Các module này được tích hợp các mạch lái tối ưu hóa cho các IGBT để giảm thiểu nhiễu điện từ và tổn hao, trong khi vẫn cung cấp các tính năng bảo vệ nhiều lớp bên trong module như khóa thấp điện áp, ngắt quá dòng và báo lỗi. Các bộ lái tốc độ cao bên trong chỉ yêu cầu nguồn nuôi đơn và biến đổi mức điện áp logic đầu vào thành tín hiệu lái điện áp cao, dòng điện lớn đủ để lái các module IGBT bên trong. Các đầu vào nghịch đảo của các IGBT được tách riêng cho mỗi pha để hỗ trợ các thuật toán điều khiển đa dạng. Đồng thời, module FSBF10CH60B được thiết kế với các cảm biến dòng riêng rẽ cho từng pha cung cấp tín hiệu cho mạch bảo vệ quá dòng. 45 Hình 3.1 Mạch FSBS10CH60 Tín hiệu PWM đầu ra từ mạch điều khiển được đưa trực tiếp tới các đầu vào mạch lái. Các transistor tích hợp đảm bảo cắt chuyển mạch an toàn của các transistor khi mạch điều khiển ở trạng thái không tích cực. Mỗi mạch lái của các transistor nhánh trên được cấ