Tóm tắt Luận án Nghiên cứu và phát triển anten mimo cho các thiết bị đầu cuối di động thế hệ mới

feven1 và feven2, giữa mode fodd2 và feven3, giữa mode fodd3 và feven4, Ngoài ra, các dải chắn sẽ có băng thông rộng hơn nếu tần số cộng hưởng của nhánh giữa nằm trong vùng các dải chắn nêu trên. Tần số cộng hưởng của nhánh giữa được xác định như sau: 𝑓𝑒𝑣𝑒𝑛 = 𝑛𝑐 (𝐿1 + 2𝐿2)√ 𝜀𝑟 + 1 2 (2.3) Như vậy, trong trường hợp muốn thiết kế bộ cộng hưởng MMR hoạt động như một bộ lọc chắn dải có dải chắn thuộc một vùng tần số nhất định, dựa vào các công thức trên ta có thể xác định được các tham số về kích thước của bộ cộng hưởng. 2.2.2. Phần tử ký sinh có cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch Z1 Cổng 1 L1 Ls Ws Cổng 2 g Zs, ϴs Z1, ϴ1 Zs, ϴs Z1, ϴ1 (a) (b) Hình 2.2. (a) Mô hình và (b) sơ đồ mạch của cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch Mô hình và sơ đồ mạch của cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch hình 2.2. Do tính chất đối xứng, ta sử dụng mode chẵn lẻ để phân tích cấu trúc. Cấu trúc cộng hưởng ở mode lẻ khi: 𝜃1 𝑜 = 𝜋 2 + 𝑛𝜋 với n=1,2,3 (2.4) Cấu trúc cộng hưởng ở mode chẵn khi: 𝜃1 𝑒 = 𝜋 2 + 𝑛𝜋 với n=1,2,3 (2.5) Cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch sẽ cộng hưởng ở tần số: 9 𝑓0 = (2𝑛 − 1)𝑐 4𝐿1√ 𝜀𝑟 + 1 2 (2.6) Do đó, tần số trung tâm các dải chắn (nằm giữa các tần số cộng hưởng) sẽ là: 𝑓𝑐 = 𝑛𝑐 2𝐿1√ 𝜀𝑟 + 1 2 với n = 1,2,3 (2.7) Như vậy, cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch sẽ hoạt động như một bộ lọc chắn dải với tần số trung tâm dải chắn được xác định dựa vào công thức trên. 2.3. Anten MIMO-UWB 4x4 loại bỏ băng tần WLAN. 2.3.1. Thiết kế anten MIMO-UWB 4x4 Phần tử UWB đơn là một anten đơn cực dạng tròn được in trên một đế điện môi và được tiếp điện bởi một đường tiếp điện vi dải 50Ω. Đường tiếp điện của anten này được đặt giữa một cặp phần tử EBG có tác dụng như một bộ lọc chắn dải loại bỏ dải tần của WLAN (biểu diễn trên hình 2.3). Hoạt động của phần tử EBG được mô hình hóa bằng mạch điện trong hình 2.3(c). Rpatch Wf Wsub L g n d Lf L su b Mặt trên Mặt đếĐiện môi hsub Z X Y webg g Mặt trên Mặt đếĐiện môi 2r C L CC + _ _ + CC C L (a) (b) (c) Hình 2.3. Mô hình anten đơn (a) không có EBG, (b) có EBG và (c) mô hình mạch điện tương đương của cấu trúc EBG và đường tiếp điện vi dải Tần số cộng hưởng của phần tử EBG xác định theo công thức: 𝑓𝐶 = 1 2𝜋√𝐿(𝐶𝐶 + 𝐶) (2.8) Các kích thước anten UWB đơn để loại bỏ tần số WLAN 5,5 GHz được lựa chọn là: Lsub = 30; Wsub = 30; Wf = 3; Rpatch = 8; Lf = 13; Lgnd =15; webg = 6,2; g = 0,7; r = 0,5; (đơn vị mm). Mô hình anten MIMO được biểu diễn trên hình 2.4, trong đó, bốn phần tử anten UWB đơn được sắp xếp lần lượt theo chiều kim đồng hồ và đặt đôi một trực giao với nhau tạo thành anten MIMO với kích thước tổng cộng là 60 mm×60 mm. wt ls lclm wm wt/2 (a) (b) Hình 2.4. (a) Anten MIMO (a) chưa sử dụng và (b) có sử dụng phần tử ký sinh cấu trúc MMR. Các kích thước của thiết kế (đơn vị mm): lm = 12, wm = 0.5, lc = 6.5, ls = 5.5, wt = 10. Trong trường hợp anten MIMO ban đầu (chưa sử dụng phần tử ký sinh), tương hỗ giữa các phần tử đồng phân cực không đạt yêu cầu (lớn hơn -15dB) ở vùng tần số 6,7 GHz. Do đó, để giảm ảnh hưởng tương hỗ giữa các phần tử anten thành phần, mô hình anten MIMO sẽ được bổ sung thêm phần tử ký sinh có cấu trúc bộ cộng hưởng đa mode (MMR) với nguyên lý hoạt động được mô tả như trong phần 2.2.1. Kích thước của phần tử ký sinh được tính toán và tối ưu để trung tâm dải chắn ở tần số 6,7 GHz nhằm đưa hệ số tương hỗ tại vùng tần số này xuống dưới -15 dB. 10 2.3.2. Kết quả và thảo luận (a) (b) (c) Hình 2.5. (a) Hệ số phản xạ, (b) hệ số cách ly và (c) phân bố dòng điện mặt khi phần tử anten thứ 1 được kích thích ở tần số 6,7 GHz của anten MIMO ban đầu. Kết quả mô phỏng hệ số phản xạ, hệ số cách ly và phân bố dòng mặt tại tần số 6,7 GHz của anten MIMO ban đầu được biểu diễn trên hình 2.5. Kết quả cho ta thấy thấy anten không phối hợp trở kháng trong khoảng từ 4 GHz đến 4,5 GHz và từ 5,1 GHz đến 5,8 GHz (là vùng tần số ta chủ ý loại bỏ), đồng thời cách ly giữa các phần tử đồng phân cực không đạt yêu cầu trong vùng tần số từ 6-8 GHz. Điều này được thể hiện rõ trên hình 2.5(c) khi phần tử anten thứ 1 được kích thích thì dòng điện tương hỗ tác động lớn đến phần tử anten thứ 3. Hình 2.6 biểu diễn kết quả mô phỏng hệ số phản xạ, hệ số cách ly và phân bố dòng mặt tại tần số 6,7 GHz của anten MIMO sau khi có phần tử ký sinh dạng MMR. Kết quả cho ta thấy, anten MIMO đã phối hợp trở kháng tốt trên cả dải tần UWB ngoại trừ dải tần WLAN từ 5,14 GHz đến 5,82 GHz (là vùng tần số ta muốn loại bỏ). Ngoài ra, hình 2.6(b) cũng cho ta thấy ảnh hưởng tương hỗ giữa các phần tử đồng phân cực (đối diện nhau) giảm xuống dưới -15 dB. Điều này cũng được thể hiện rõ hình 2.6(c) khi phân bố dòng cảm ứng tại tần số 6,7 GHz của anten tập trung chủ yếu trên phần tử ký sinh thay vì ở trên phần tử đồng phân cực. (a) (b) (c) Hình 2.6. (a) Hệ số phản xạ, (b) hệ số cách ly và (c) phân bố dòng điện mặt khi phần tử anten thứ 1 được kích thích ở tần số 6,7 GHz của anten MIMO khi có phần tử ký sinh MMR Hình 2.7 biểu diễn kết quả mô phỏng đồ thị bức xạ của anten MIMO. Các đồ thị bức xạ cho thấy các anten định hướng ở tần số thấp (4 GHz), và trở nên đẳng hướng tại tần số cao (9 GHz) Hình 2.8(a) biểu diễn kết quả đo hệ số phản xạ của anten MIMO có sử dụng phần tử ký sinh MMR. Kết quả cho thấy anten hoạt động từ 2,73 GHz đến 10,68 GHz đồng thời loại bỏ dải tần WLAN từ 5,36 GHz đến 6,04 GHz. Hình 2.9(b) cho thấy ảnh hưởng tương hỗ giữa các phần tử trực giao nhỏ hơn -17dB và đồng phân cực nhỏ hơn -16dB trên toàn dải tần UWB. Các kết quả đo khá phù hợp với kết quả mô phỏng (a) (b) Hình 2.7. Kết quả mô phỏng đồ thị bức xạ trên mặt phẳng xz của anten MIMO tại tần số (a) 4 GHz và (b) 9 GHz. 2 4 6 8 10 12 -30 -20 -10 0 H e ä s o á p h a ûn x a ï ( d B ) S11 S22 S33 S44 Taàn soá (GHz) 2 4 6 8 10 12 -50 -40 -30 -20 -10 0 H e ä s o á c a ùc h l y ( d B ) Taàn soá (GHz) S12 S13 S14 S23 S24 S34 2 4 6 8 10 12 -30 -20 -10 0 (1): 5.14 GHz (2): 5.82 GHz (2)(1) H e ä s o á p h a ûn x a ï ( d B ) Taàn soá (GHz) S11 S22 S33 S44 2 4 6 8 10 12 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 H e ä s o á c a ùc h l y ( d B ) Taàn soá (GHz) S12 S13 S14 S23 S24 S34 -40 -30 -20 -10 0 10 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 -30 -20 -10 0 10 E E -40 -30 -20 -10 0 10 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 -30 -20 -10 0 10 E E 11 (a) (b) (c) Hình 2.8. Kết quả mô phỏng và đo đạc hệ số phản xạ, hệ số cách ly giữa các phần tuwr đồng phân cực và phân cực trực giao của anten MIMO Hình 2.9(a) biểu diễn kết quả mô phỏng của hệ số tương quan đường bao của anten MIMO, trong đó giá trị của nó luôn nhỏ hơn 0,05 trên toàn dải tần số hoạt động. Kết quả mô phỏng trễ nhóm của anten MIMO được biểu diễn ở hình 2.9(b). Kết quả cho ta thấy một đoạn méo dạng (≥ 1ns) xuất hiện tại vùng tần số 5,14 -5,82 GHz (do đặc tính loại bỏ băng tần WLAN trong thiết kế) trong khi đó tại các vùng tần số còn lại trong dải tần hoạt động vẫn duy trì giá trị trễ nhóm thấp và tương đối ổn định (đường mô phỏng thẳng). Sự biến thiên của trễ nhóm luôn nhỏ hơn 1 ns chứng tỏ sự tuyến tính tốt về pha của tín hiệu và đáp ứng hoàn toàn yêu cầu của hệ thống thông tin băng thông siêu rộng. Tần số (GHz) H ệ số t ư ơ n g q u a n đ ư ờ n g b a o ( E C C ) WLAN Dải tần UWB (3,1-10,6 GHz) (a) (b) (c) Hình 2.9. (a) Kết quả mô phỏng hệ số tương quan đường bao, (b) trễ nhóm và (c) hình ảnh mẫu chế tạo anten MIMO UWB 2.4. Anten MIMO-EWB 2x2 loại bỏ băng tần WLAN. 2.4.1. Thiết kế anten MIMO-EWB 2x2 Hình 2.10 biểu diễn các mô hình anten đơn EWB khi không có và khi có cấu trúc khe loại bỏ WLAN. Mô hình anten EWB đơn được thiết kế dựa trên công nghệ vi dải phẳng đơn cực dạng hình chữ nhật sửa đổi (được cấu tạo bởi những đường gấp khúc hoạt động như cấu trúc biến đổi từ từ). Ống dẫn sóng đồng phẳng (CPW) được sử dụng để tiếp điện cho anten nhằm nâng cao khả năng mở rộng băng thông. Một khe chữ U được khoét trên bề mặt kim loại của anten đơn để loại bỏ băng tần WLAN. h=1.6s=1 t= 0 .0 3 5 60 M1 = 16 L = 1 6 M 2 = 3 N = 1 g=0.2 M 3 = 7 .5 M4=2 M6=0.3 M5=3.2 60° W=24.2 t= 0 .0 5 M1 = 16 L = 1 6 M 2 = 3 h=1.6 W=24.2 N = 1 g=0.2 s=1 M 3 = 7 .5 M4=2 M6=0.3 M5=3.2 L h L s Ws1 W s 2 Ws 60° (a) (b) Hình 2.10. Mô hình anten đơn EWB khi (a) không có và (b) khi có cấu trúc khe loại bỏ băng tần WLAN. Cấu trúc khe chữ U có tham số như sau: 𝐿𝑠𝑙𝑜𝑡 = 0,45𝑐 𝑓𝑛𝑜𝑡𝑐ℎ√ 𝜀𝑟 + 1 2 (2.9) trong đó, 𝜀𝑟 là hằng số điện môi tương đối của lớp đế, 𝐿𝑠𝑙𝑜𝑡 là chiều dài khe. Để loại bỏ băng tần WLAN, các kích thước cấu trúc khe như sau: Lslot=2,65;Ws1=0,3;Ws2=0,3;Lh=8,54; Ws=11,6; đơn vị mm. Mô hình anten MIMO ban đầu gồm 2 anten đơn EWB đặt cạnh nhau với khoảng cách hai phần tử bức xạ tính từ cạnh tới cạnh là D=4,2 mm như trên hình 2.11(a). Để giảm ảnh hưởng tương hỗ giữa hai anten 2 4 6 8 10 12 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 H e ä s o á p h a ûn x a ï ( d B ) Taàn soá (GHz) Moâ phoûng Thöïc nghieäm WLAN Daûi taàn UWB (3.1 - 10.6 GHz) 2 4 6 8 10 12 -50 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 S 1 2 ( d B ) Taàn soá (GHz) Moâ phoûng Thöïc nghieäm 2 4 6 8 10 12 -50 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 S 1 3 ( d B ) Taàn soá (GHz) Moâ phoûng Thöïc nghieäm 3 4 5 6 7 8 9 10 11 -5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 T r e ã n h o ùm ( n s ) Taàn soá (GHz) 12 thành phần, phần tử ký sinh có cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch với nguyên lý hoạt động như mô tả trong phần 2.2.2 sẽ được chèn vào giữa hai phần tử anten. Chiều dài dây chêm được tính toán với điều kiện tần số trung tâm của dải chắn nằm giữa vùng tần số mà tương hỗ giữa các anten thành phần không đạt yêu cầu. Do đó, khi kích thước cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch là 0,1mm x 15mm, khoảng cách giữa hai dây là 1 mm thì sự tác động tương hỗ giữa hai anten thành phần đã được giảm đi đáng kể. Với anten MIMO việc loại bỏ băng tần cho hệ thống WLAN được thực hiện bằng cấu trúc khe hình chữ V ngược. Ta đạt được kết quả mong muốn là loại bỏ băng tần của hệ thống WLAN khi chiều dài khe là 15,73 mm. 20.1×2+D (mm) 1 6 m m 11.4 mm 1 mm0.2 mm D (mm) 16 mm 44.4 mm 1 6 m m 2 .1 m m 4.2 mm6 .6 5 m m0.8 m m 11.4 mm 1 mm 0.2 mm 4.2 mm 0.6 mm 1 mm 16 mm 18.8 mm 1.6 mm 35um (a) (b) Hình 2.11. (a) Anten MIMO (a) chưa sử dụng và (b) có sử dụng phần tử ký sinh cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch. 2.4.2. Kết quả và thảo luận Kết quả mô phỏng và đo đạc tham số VSWR và tương hỗ của anten MIMO ban đầu được biểu diễn trên hình 2.12. Kết quả cho ta thấy thấy anten phối hợp trở kháng (với VSWR<2) trong toàn bộ dải tần số EWB từ 2,7 đến 20 GHz. Tuy nhiên, tương hỗ giữa hai phần tử anten không đạt yêu cầu (lớn hơn -15 dB) trong vùng tần số từ 2,5-8,5 GHz. 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 V S W R Tần số (GHz) Mô phỏng Thực nghiệm (a) (b) Hình 2.12. Kết quả mô phỏng và đo đạc tham số VSWR và tương hỗ của anten MIMO ban đầu. Ảnh hưởng tương hỗ đã được giảm thiểu bằng việc chèn thêm cấu trúc ký sinh dạng hai dây chêm ngắn mạch như trên hình 2.11(b). Kết quả mô phỏng ở hình 2.13 cho thấy tác động tương hỗ của hai phần tử bức xạ trong dải tần số từ 2,7 GHz tới 9 GHz đã giảm đáng kể. Các hệ số S12 và S21 trên dải tần từ 2 đến 20GHz đều nhỏ hơn -15dB, thỏa mãn yêu cầu (a) (b) Hình 2.13. Kết quả mô phỏng và đo đạc tham số VSWR và tương hỗ của anten MIMO ban đầu. tối thiểu đặt ra về điều kiện ảnh hưởng tương hỗ để anten MIMO hoạt động bình thường 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 -30 -25 -20 -15 -10 S 1 2 & S 2 1 ( d B ) Tần số (dB) Mô phỏng Thực nghiệm 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 V S W R Tần số (GHz) (2)(1) (1): 5.2 GHz (2): 6.3 GHz Mô phỏng Thực nghiệm 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 -35 -30 -25 -20 -15 -10 S 1 2 & S 2 1 ( d B ) Tần số (GHz) Mô phỏng Thực nghiệm 13 Kết quả mô phỏng đồ thị phương hướng bức xạ tại tần số trung tâm 10 GHz của anten đơn và anten MIMO được biểu diễn trên hình 2.14. Kết quả cho ta thấy đồ thị phương hướng bức xạ của anten MIMO có sự thay đổi so với mô hình anten EWB đơn nhưng nhưng vẫn đảm bảo được tính đẳng hướng trong mặt phẳng H. -40 -30 -20 -10 0 10 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 -30 -20 -10 0 10 Mặt phẳng E Mặt phẳng H -40 -30 -20 -10 0 10 0 30 60 90 120 150 180 210 240 270 300 330 -30 -20 -10 0 10 Mặt phẳng E Mặt phẳng H (a) (b) Hình 2.14. Đồ thị bức xạ của anten ở tần số 10 GHz tại (a) Anten đơn, (b) Anten MIMO có cấu trúc khe loại bỏ băng tần WLAN. H ệ số t ư ơ n g q u a n đ ư ờ n g b a o ( E C C ) Tần số (GHz) WLAN Dải tần EWB (2,7-20 GHz) T rễ n h ó m ( n s) Tần số (GHz) WLAN Dải tần EWB (2,7-20 GHz) (a) (b) (c) Hình 2.15. (a) Kết quả mô phỏng hệ số tương quan đường bao, (b) trễ nhóm và (c) hình ảnh mẫu chế tạo anten MIMO EWB Kết quả mô phỏng hệ số tương quan đường bao được biểu diễn ở hình 2.15(a). Từ hình 2.15(a) ta thấy, anten MIMO sử dụng phần tử ký sinh trong cả hai trường hợp không có và có khoét khe chữ V ngược để loại bỏ băng tần WLAN đều có biên độ hệ số tương quan đường bao nhỏ hơn 0,045. Do vậy, anten MIMO EWB đáp ứng được yêu cầu về tương quan của đồ thị bức xạ. Kết quả mô phỏng trễ nhóm của anten MIMO được biểu diễn ở hình 2.15(b). Kết quả cho ta thấy một đoạn méo dạng (≥ 1ns) xuất hiện tại tần số 5,5 GHz (do đặc tính loại bỏ băng tần WLAN trong thiết kế) trong khi đó, các vùng tần số còn lại trong dải tần hoạt động vẫn duy trì giá trị trễ nhóm thấp và tương đối ổn định chứng tỏ sự tuyến tính tốt về pha của tín hiệu và đáp ứng hoàn toàn yêu cầu của hệ thống thông tin băng thông cực kỳ rộng. 2.5. Tổng kết chương Trong chương này, giải pháp sử dụng phần tử ký sinh có cấu trúc bộ cộng hưởng đa mode và cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch đã được đề xuất và sử dụng thành công trong việc giảm ảnh hưởng tương hỗ khi thiết kế hai mô hình anten MIMO cho hệ thống thông tin băng thông siêu rộng. Hai anten được thiết kế bao gồm: (1) Anten MIMO băng thông siêu rộng gồm bốn phần tử anten UWB được đặt trên cùng một đế điện môi, các phần tử đặt vuông góc nhau và trực giao theo từng cặp. Dải tần WLAN được loại bỏ nhờ một cặp cấu trúc EBG đặt song song với đường tiếp điện của anten. Phần tử ký sinh có cấu trúc bộ cộng hưởng đa mode (MMR) hoạt động như một bộ lọc chắn dải được đặt giữa các phần tử anten để giảm thiểu tương hỗ tại khu vực tần số bị ảnh hưởng nhiều nhất. (2) Anten MIMO cho hệ thống thông tin EWB gồm hai phần tử anten đơn EWB được đặt trên cùng một đế điện môi. Mô hình anten đơn được thiết kế có dạng hình chữ nhật sửa đổi với các đường biên mở rộng dần theo các góc khác nhau và được tiếp điện bằng ống dẫn sóng đồng phẳng. Phần tử ký sinh có cấu trúc hai dây chêm ngắn mạch được đặt giữa hai anten thành phần nhằm giảm thiểu tương hỗ của anten MIMO. Ở mô hình anten này, dải tần WLAN (5,5 GHz) cũng được loại bỏ nhờ khe khoét chữ V ngược trên bề mặt tấm bức xạ. CHƯƠNG 3. GIẢI PHÁP SỬ DỤNG CẤU TRÚC MẶT PHẲNG ĐẾ KHÔNG HOÀN HẢO TRONG THIẾT KẾ ANTEN MIMO NHỎ GỌN 14 3.1. Giới thiệu chương Trong chương này, cùng với các kỹ thuật giảm nhỏ kích thước anten, giải pháp sử dụng cấu trúc mặt phẳng đế không hoàn hảo dạng hai khe hẹp được phân tích và áp dụng khi thiết kế hai mô hình anten MIMO kích thước nhỏ gọn, có hệ số cách ly cao, ứng dụng trong các hệ thống thông tin vô tuyến thế hệ mới. Mô hình anten thứ nhất được thiết kế cho hệ thống thông tin WLAN chuẩn 802.11n dựa trên công nghệ MIMO. Nguyên lý siêu vật liệu điện từ dạng phức hợp (CRLH) được áp dụng để giảm khoảng 60% kích thước của anten đơn so với anten vi dải có cùng tần số cộng hưởng. Mô hình anten MIMO gồm hai phần tử anten đơn ghép cạnh nhau trên cùng đế điện môi với khoảng cách tính từ cạnh của mỗi anten đơn là 7,5mm (0.06λ0 ở tần số 2,4 GHz), giúp cho kích thước tổng thể của anten MIMO rất nhỏ gọn. Với sự có mặt của cấu trúc DGS ở mặt đế giữa hai phần tử bức xạ, tương hỗ giữa hai anten thành phần đã được giảm đi đáng kể. Kết quả là anten MIMO có dải tần số cộng hưởng (S11< -10 dB) từ 2,4 đến 2,48 GHz và đặc tính cách ly cao với giá trị tương hỗ nhỏ hơn -35dB trong toàn bộ dải tần hoạt động. Bên cạnh đó, mô hình anten MIMO được thiết kế cũng thể hiện tính tương quan bức xạ rất thấp với giá trị tương quan đường bao nhỏ hơn 0,01 trong cả dải tần hệ thống WLAN. Trong khi đó, mô hình anten MIMO thứ hai được thiết kế cho các thiết bị vô tuyến cầm tay hoạt động ở hai dải tần của hệ thống 4G-LTE (1710-1880 MHz) và WiMAX (2305-2360 MHz). Các phần tử anten đơn là anten dạng chữ F-ngược phẳng (PIFA) gồm hai nhánh bức xạ với độ dài khác nhau để cộng hưởng ở hai dải tần tương ứng. Kích thước phần tử bức xạ được thu gọn đáng kể nhờ xoắn ốc hai nhánh bức xạ của anten PIFA đơn. Tiếp theo hai phần tử anten đơn được ghép đối xứng trên cùng đế điện môi để tạo thành anten MIMO. Hai anten được đặt gần nhau với khoảng cách giữa hai cạnh phần tử bức xạ là 9 mm (khoảng 0.054λ0 ở tần số 1800 MHz). Nhờ có cấu trúc DGS, tương hỗ giữa các anten thành phần đã được giảm đi đáng kể đặc biệt ở vùng băng tần 1800 MHz. Kết quả là anten MIMO có băng thông hoạt động đáp ứng dải tần của hai hệ thống 4G-LTE và WiMAX. Các đặc tính về cách ly và tương quan bức xạ của anten MIMO được thiết kế cũng thỏa mãn yêu cầu đối với hệ thống thông tin MIMO. Các kết quả mô phỏng và đo đạc mô hình chế tạo thực nghiệm khá tương đồng đã chứng minh được tính khả thi của hai mô hình anten MIMO được thiết kế. 3.2. Nguyên lý hoạt động của cấu trúc mặt phẳng đế không hoàn hảo Cấu trúc mặt phẳng đế không hoàn hảo (DGS) của đường truyền dẫn sử dụng mạch dải (đường truyền vi dải, đường truyền đồng phẳng) là cấu trúc đế được khoét theo một dạng thức nào đó khiến cho phân bố dòng trên mặt phẳng đế bị thay đổi. Sự thay đổi này dẫn đến thay đổi đặc tính truyền dẫn của đường truyền (như thay đổi điện cảm hoặc điện dung đường truyền). Không mất tính tổng quát, ta xét cấu trúc DGS đơn vị dạng chữ I hay còn gọi là dạng quả tạ bao gồm hai vùng hình chữ nhật kích thước axb, được nối với nhau bằng một khe có bề rộng g. Kích thước khảo sát và mô phỏng tham số tán xạ S của cấu trúc này được biểu diễn trên hình 3.1(a) Cấu trúc DGS b Đường truyền vi dải a g T h am s ố t án x ạ (d B ) Tần số (GHz) (a) (b) Hình 3.1. (a) Mô hình cấu trúc DGS chữ I, kết quả mô phỏng tham số tán xạ và (b) mạch tương đương của cấu trúc DGS chữ I và bộ lọc thông thấp Butterworth một cực Hình 3.1 (b) biểu diễn mạch điện tương đương của cấu trúc DGS đơn vị chữ I và bộ lọc thông thấp Butterworth một cực. Vùng hình chữ nhật của cấu trúc DGS làm tăng quãng đường đi của dòng điện và do đó tăng điện cảm hiệu dụng. Điện tích được tích lũy ở khe nối làm tăng điện dung hiệu dụng của đường truyền. Kết quả là hai vùng hình chữ nhật tạo thêm thành phần cảm kháng (L) trong khi khe nối tạo thêm thành phần dung kháng (C). Trên cơ sở mạch tương đương, hiện tượng cộng hưởng sẽ xảy ra ở một tần số tương ứng khi mạch LC song song cộng hưởng. Do đó giá trị L và C trên hình 3.1(b) được xác định như sau: 𝑋𝐿𝐶 = 1 𝜔0𝐶 ( 𝜔0 𝜔 − 𝜔 𝜔0 ) (3.1) 15 trong đó 𝜔0 là tần số góc cộng hưởng của mạch LC song song. Từ đó ta có: { 𝐶 = 𝜔𝑐 𝑍0𝑔1 . 1 𝜔0 2 − 𝜔𝑐2 𝐿 = 1/4𝜋2𝑓0 2𝐶 (3.2) trong đó 𝑓0 là tần số cộng hưởng (đỉnh suy hao), 𝑓𝑐 là tần số cắt, g1 (=2) là giá trị thành phần của bộ lọc thông thấp Butterworth một cực và Z0 (=50 Ω) là trở kháng chuẩn. Có thể dễ dàng thấy, khi diện tích vùng khoét chữ nhật tăng thì L tăng, làm tần số cắt dịch chuyển xuống vùng tần số thấp trong khi đó nếu độ rộng khe nối tăng, dung kháng hiệu dụng giảm dẫn đến tần số cộng hưởng (đỉnh suy hao) chuyển lên vùng tần số cao. Bên cạnh cấu trúc DGS đơn vị, trên thực tế ta có thể sử dụng cấu trúc DGS chu kỳ. Cấu trúc DGS chu kỳ là cấu trúc gồm có các dạng khoét trên đế được lặp lại tuần hoàn theo chu kỳ nhất định. Cấu trúc DGS chu kỳ làm tăng hiệu ứng sóng chậm và tăng các thành phần điện kháng tương đương giúp tùy biến kích thước mạch cao tần linh hoạt hơn. Bằng cách sắp xếp theo chu kỳ các phần tử DGS đơn vị, độ sâu và băng thông dải chắn có xu hướng phụ thuộc vào số lượng phần tử đơn vị, hình dạng phần tử đơn vị, khoảng cách giữa các phần tử đơn vị. Ngoài tác dụng tạo dải chắn, cấu trúc DGS còn có tác dụng tăng trở kháng đường truyền. Như trên đã phân tích, cảm kháng hiệu dụng của đường truyền khi có cấu trúc DGS sẽ lớn hơn so với khi không có cấu trúc DGS, trong khi trở kháng đường truyền không tổn hao được xác định là 𝑍𝑙𝑖𝑛𝑒 = √ 𝐿𝑙 𝐶𝑙 với Ll là điện cảm trên đơn vị dài đường truyền, Cl là điện dung trên đơn vị dài đường truyền. Khi tồn tại cấu trúc DGS, dòng điện chạy trên mặt đế sẽ có quãng đường dài hơn làm cho Ll tăng, do đó trở kháng đường truyền sẽ tăng. Ngoài ra, ta thấy khoảng cách tương đối giữa đường vi dải và mặt phẳng đế cũng tăng lên khiến cho điện dung trên đơn vị dài đường truyền Cl giảm, do đó góp phần làm trở kháng đường truyền tăng lên. Những kết quả phân tích về cấu trúc DGS ở trên sẽ được sử dụng làm cơ sở cho việc ứng dụng các cấu trúc này vào các thiết kế anten MIMO ở các phần tiếp theo. 3.3. Anten MIMO siêu vật liệu có hệ số cách ly cao ứng dụng cho hệ thống WLAN 3.3.1. Thiết kế anten MIMO siêu vật liệu Cấu trúc của anten đơn siêu vật liệu được biểu diễn trên hình 3. 2(a). Anten được thiết kế trên đế điện môi FR4 chi phí thấp với hằng số điện môi tương đối εr = 4,4 và tanδ = 0,02. Mặt trên Mặt dưới w1 l1 l3 s2 s1 l2 l4 l5 Cột nối kim loại X YZ L L1 L3 L4 Mặt trêns L5 L2 Mặt dưới (a) (b) Hình 3.2. Cấu trúc các anten được thiết kế (a) anten đơn siêu vật liệu và (b) anten MIMO siêu vật liệu Để đảm bảo duy trì kích thước nhỏ gọn trong khi giảm tần số hoạt động, anten được thiết kế dựa trên mô hình một phần tử đơn CRLH sửa đổi. CR LL CL LR Đế kim loại Cột nối kim loại Phiến kim loại CL LL CR LR CL1 LL1 CR1 LR1 /2 LR1 /2 LLA (a) (b) (c) Hình 3.3. Cấu trúc đường truyền CRLH (a) Mô hình dạng nấm EBG, (b) Mạch điện tương đương của mô hình CRLH thông thường và (c) Mạch điện tương đương của mô hình anten đơn siêu vật liệu 16 Mô hình CRLH thông thường được biểu diễn trong hình 3.3(a). Đây là mô hình dạng nấm EBG có mạch điện tương đương như trên hình 3.3(b). Từ hình vẽ ta thấy, thành phần điện dung nối tiếp LH (CL) được tạo ra bởi hai tấm bức xạ liền kề ở mặt trên của cấu trúc trong khi thành phần điện cảm song song LH (LL) được tạo ra bởi dòng điện chạy từ tấm bức xạ qua đường nối kim loại xuống mặt phẳng đế. Đồng thời, thành phần điện cảm nối tiếp RH (LR) được hình thành bởi dòng điện chạy trên tấm bức xạ và thành phần điện dung song song RH (CR) được tạo ra do sự sắp xếp song song của tấm bức xạ và mặt phẳng đế. Mạch tương đương của anten đơn siêu vật liệu được thể hiện trong hình 3.3(c). Trong thiết kế này, tải siêu vật liệu được triển khai theo cách đối xứng, ở đó thành phần điện dung nối tiếp LH (CL1) được hình thành do đặt tấm bức xạ và đường tiếp điện ở khoảng cách s1, trong khi thành phần điện cảm song song LH (LL1) được hình thành theo cách tương tự như cấu trúc CLRH thông thường. Ngoài ra, một điện cảm LH bổ sung (LLA) được tạo ra bởi các dải kim loại gấp khúc nối giữa cấu trúc và mặt phẳng đế. Đối với các thành phần RH, điện cảm nối tiếp RH (LR1) được hình thành bởi tấm bức xạ với chiều dài l1 và điện dung song song RH (CR1) được hình thành theo cách tương tự như với mô hình CRLH thông thường. Kết quả ta có một anten đơn siêu vật liệu với kích thước của vùng bức xạ là 8,92 x 12,6 mm2 (0,07λ0 × 0,1λ0 ở tần số 2,4 GHz), được in trên đế điện môi kích thước 27 × 30 mm2. Tần số cộng hưởng trung tâm của anten siêu vật liệu được xác định như sau: 𝑓𝐶 = 1 2𝜋√(𝐿𝐿1 + 𝐿𝐿𝐴)𝐶𝑅1 (3.3) Mô hình anten MIMO được xây dựng bằng cách đặt hai anten đơn cách nhau một khoảng 7,5 mm (0.06λ0 ở tần số 2,4 GHz) tính từ cạnh của mỗi anten đơn, giúp cho kích thước tổng thể của anten MIMO rất nhỏ gọn. Cấu trúc của anten MIMO được thể hiện trong hình 3.2(b). Để tăng cường cách ly giữa các anten thành phần của anten MIMO, cấu trúc mặt phẳng đế không hoàn hảo được sử dụng trong không gian giữa hai anten đơn. Đầu