Luận án Điều khiển thích nghi hệ truyền động động cơ không đồng bộ sáu pha

ng kỹ thuật BS. Kết quả thu được cho thấy tính hiệu quả của luật điều khiển và bộ quan sát, nhưng dễ dàng nhận thấy phương pháp này khá phức tạp, đòi hỏi khối lượng và thời gian tính toán lớn cho bộ vi xử lý vì mô hình sẽ tăng thêm hai trạng thái. [105] đề xuất một phương pháp thiết kế BS cho cả bộ điều khiển và bộ quan sát. Trong [105], thành phần tích phân sai số theo dõi được đưa thêm vào để tăng tính bền vững của hệ truyền động. Phương pháp này cho đáp ứng động tốt, điều khiển chính 54 xác. Tuy nhiên, dao động mô men được ghi nhận là khá lớn, hiệu quả hoạt động ở các chế độ động, ở phạm vi tốc độ thấp và tốc độ không cũng được báo cáo. Hoạt động của hệ thống điều khiển và quan sát ở các chế độ hãm tái sinh không được đề cập trong [105]. Từ những phân tích trên dễ nhận thấy rằng, sử dụng phương pháp điều khiển BS độc lập khó có thể đáp ứng đòi hỏi của những hệ truyền động chất lượng cao. Do đó, phương pháp BS đã được nghiên cứu để kết hợp với các phương pháp điều khiển khác, như kết hợp với điều khiển chế độ trượt [106-108], mạng nơ ron [109-113], hệ thống logic mờ (FLS) [114-115]. Trong luận án này, tác giả đề xuất một cấu trúc điều khiển kết hợp mới: Bộ điều khiển BS được ứng dụng trong điều khiển vòng kín tốc độ và từ thông rotor ngoài, các tham số mô hình của SPIM (Rs, từ thông rotor) được cập nhật cho bộ điều khiển để giảm tối thiểu ảnh hưởng của sự thay đổi các tham số đến hiệu quả của bộ điều khiển, thiết kế bộ điều khiển dựa trên kỹ thuật BS cũng được cải tiến, bổ sung thêm thành phần tích phân sai số theo dõi để cải thiện tính bền vững của nó. Không giống như các nghiên cứu BS đã được thực hiện với hành động tách rời, luật điều khiển được phát triển trong luận án này không đề xuất tăng số lượng biến trạng thái hệ thống do đó không làm tăng độ phức tạp khi giải quyết các phương trình vi phân. Ngoài ra, để nâng cao hơn nữa hiệu quả của hệ truyền động SPIM, tác giả đã đề xuất một cấu trúc mới kết hợp giữa BS và PCH, Kỹ thuật điều khiển PCH được đề xuất cho điều khiển dòng vòng trong để cải thiện chất lượng điều khiển và đảm bảo tính ổn định, độ chính xác và tốc độ đáp ứng của hệ thống truyền động, nâng cao tính bền vững trước sự nhạy cảm của những thay đổi của tham số máy điện, nhiễu tải và các yếu tố phi tuyến không thể hoặc khó mô hình hóa. Luận văn này đã đề xuất ứng dụng cấu trúc điều khiển mới kết hợp BSC và PCH để giảm bớt độ phức tạp và tăng cường sự bền vững của hệ truyền động SPIM. Các kết quả nghiên cứu liên quan đến phần này đã được tác giả công bố trong các bài báo [14], [16], [17] thuộc Danh mục các công trình nghiên cứu đã công bố. 3.2 Điều khiển vector (FOC) cho hệ truyền động SPIM Như đã phân tích ở phần trước, chiến lược điều khiển vô hướng rất đơn giản, dễ thực hiện và cho đáp ứng trạng thái ổn định tốt. Tuy nhiên, hiệu quả hoạt động ở chế độ quá độ không đáp ứng được yêu cầu của hệ thống và không thể kiểm soát. 55 Điều này gây ra do sai lệch từ thông của máy với các giá trị từ thông tham chiếu ở cả biên độ và góc pha [63]. Độ lệch từ thông này phải được kiểm soát bởi tần số và cường độ của dòng điện rotor và stator tức thời. Tuy nhiên, phương pháp này chỉ kiểm soát cường độ và tần số dòng stator, không kiểm soát pha của chúng. Độ sai lệch của từ thông cũng ảnh hưởng trực tiếp đến mô men điện từ, tốc độ. Điều này là bất lợi trong các hệ truyền động yêu cầu chất lượng điều khiển cao đòi hỏi phải kiểm soát tốc độ nhanh và chính xác. Để khắc phục vấn đề trên, điều khiển độc lập từ thông và mô men được yêu cầu theo cách tương tự như động cơ DC. Với động cơ DC từ thông được điều khiển bởi dòng stator (dòng kích từ), trong khi mô men được điều khiển trực tiếp bởi dòng điện của cuộn dây rotor (dòng phần ứng). Trong nhiều trường hợp, có thể chỉ yêu cầu điều khiển cường độ dòng điện phần ứng hoặc từ thông cũng có thể cung cấp chất lượng điều khiển tương đối. Ngược lại, động cơ AC yêu cầu điều khiển kết hợp giữa tần số, cường độ dòng điện stator và pha của chúng, điều này làm cho nó trở thành một bộ điều khiển phức tạp hơn. Điều khiển định hướng từ thông rotor (FOC) là một trong những chiến lược điều khiển vector phổ biến nhất [70-71]. Chiến lược điều khiển FOC đảm bảo điều khiển chính xác trong cả trạng thái quá độ và ổn định. 3.2.1 Nguyên lý điều khiển FOC Trong phương pháp điều khiển FOC, việc tính toán góc quay của từ trường là rất quan trọng. Tùy thuộc vào cách tính toán góc quay này mà phân thành hai loại: điều khiển trực tiếp tựa theo từ thông rotor (DFOC) [71] và điều khiển gián tiếp tựa theo từ thông rotor (IFOC) [116]. Trong DFOC, góc từ thông được tính toán dựa vào các thành phần dòng và điện áp stator đo được hoặc bằng cảm biến từ thông thì ở IFOC góc quay này được ước tính từ thông tin tốc độ và các tham số máy điện. Điều khiển gián tiếp tựa theo từ thông rotor các hệ truyền động AC được sử dụng rộng rãi trong các ứng dụng công nghiệp đòi hỏi chất lượng điều khiển cao do tính đơn giản, chi phí thấp, phản ứng động nhanh, độ tin cậy và loại bỏ cảm biến từ thông hoặc mô hình từ thông, nhưng nó đòi hỏi phải đo chính xác tốc độ hoặc vị trí rotor để điều khiển chính xác vector từ thông. Như chúng ta đã biết động cơ không đồng bộ xoay chiều nói chung không tồn tại các tương quan minh bạch như đối với điều khiển động cơ DC, ở đây tồn tại một 56 cấu trúc mạch và các đại lượng điện ba pha phức tạp. Phương pháp mô tả động cơ không đồng bộ xoay chiều trên tọa độ từ thông rotor là phép mô tả dẫn tới tương quan giống như đối với hệ truyền động động cơ DC, nhằm đạt được các tính năng điều khiển tương tự với động cơ DC [70]. Việc xây dựng vector is(t) trong khung tham chiếu cố định αβ (khung tham chiếu stator) và khung tham chiếu quay dq (khung tham chiếu từ thông rotor) được mô tả trong hình 3.1, hình 3.2 và hình 3.3 Sự chuyển đổi này được thực hiện thông qua ma trận chuyển đổi T6 (6 x 6) (công thức (1.2)) và ma trận chuyển đổi T2 ( công thức (1.2)) a-axis b-axis c-axis α β isα isβ is Hình 3. 1: Chuyển đổi sang khung tham chiếu cố định αβ Phương trình điện áp của stator và rotor trong khung tham chiếu cố định có thể được viết dưới dạng ma trận như sau: sαs ssα sβs ssβ rαr r r r rβr r r r m m m m r m m m IR +PL 0 PL 0V I0 R +PL 0 PLV = IPL ω L R +PL ω L0 I-ω L PL -ω L R +PL0                           (3.1) d q α β isα isβ θe isd is isq Hình 3. 2: Sự chuyển đổi từ khung tham chiếu cố định αβ sang khung tham chiếu quay dq 57 Phương trình điện áp stator và rotor trong khung tham chiếu dq có thể được viết dưới dạng ma trận như sau: sd sqsd s e sq s e sd sq i iV R 0 p -ω = V 0 R ω p ψ ψ                         (3.2) rd rqr sl r sl rd rq i iR 0 p -ω0 = 0 R ω p0 ψ ψ                        (3.3) Phương trình mô men điện từ:  sq sd r m e rd rq 3 L = i i 2 L T P ψ -ψ (3.4) r e L r= dω T T + Bω + J dt (3.5) Trong đó: sd rd sq rq sd rd sq rq sd s m sq s m rd m r rq m r sl e r i i i i i i i i ψ =L +L ; ψ =L +L ; ψ =L +L ; ψ =L +L ; ω =ω - ω α β ωr θ r Ψsα Ψsβ d Ψr=Ψrd θsl θe ωsl is q Trục từ thông rotor Trục rotorisd isq ωe Hình 3. 3: Biểu diễn vector không gian trên khung tham chiếu quay dq Theo định hướng từ thông rotor, đó là = =rq rd rψ 0; ψ ψ mô hình toán cơ bản của SPIM trong hệ tọa độ quay đồng bộ có thể được biểu diễn như sau: 58 sd sd sq sd sq sq sd sq sq rd sd r r s s e r rd s s e r e rd sr L rd r m rd di = - ai ω i dt di = - ai ω i ω dt δσLdω 3 T = i ω dt 2 J J dψ L 1 i dt τ τ L +L + bR ψ + cu L +L + b ψ + cu P (ψ ) - -B = - ψ            (3.6) Trong đó: 2 22 2 m r sm m 2 2 r r r rm r r r s s r r L L RL L1 = L L σσL σL R +L R L σ 1- ;δ= ;a= ;c= ;b= ;τ = σL L R Mô men điện từ: sq r m e rd 3 L = i 2 L T P ψ (3.7) Tốc độ quay trượt có thể được biểu diễn: *m sl sq* r rq L ω = i τ ψ (3.8) Góc từ trường được tính như sau (được biểu diễn trong hình 3.4):  e e r slθ = ω dt= ω + ω dt  (3.9) Lm Tr ++ ωsl ω ωe ʃ θ e i * sq ψ rd * Hình 3. 4: Tính góc quay của từ thông theo phương pháp gián tiếp tựa theo từ thông rotor 59 N gu ồ n A C 3 P -+ -+ -+ PI PI PI T 2 T 2-1 B CL SP V SI D C lin k TT i s d Đ K D i s d Đ K D i s q Đ K TĐ T 6 -1 T 6 i sd i sq u sd u sd u sα i sα i sβ i sqi s d u sβ ꞷ ω * * * * ψ r PHẦN ĐIỀU KHIỂN IFOCPHẦN ĐỘNG LỰC SP IM ^ ++ ʃ ω sl ωω e θ e * E q .( 3 .8 ) ψ rd * i sq * * r Tả i H ìn h 3 . 5 : S ơ đ ồ h ệ t ru yề n đ ộ n g S PI M đ iề u k h iể n t h eo p h ư ơ n g p h á p đ iề u k h iể n v e ct o r (I FO C ) Hình 3. 5: Sơ đồ hệ truyền động SPIM điều khiển theo phương pháp điều khiển vector (IFOC) 60 3.2.2 Bộ điều khiển PI cho điều khiển vector hệ truyền động SPIM Điều khiển FOC trong các hệ truyền động AC như được biểu diễn trong Hình 3.5, cách tiếp cận truyền thống là sử dụng các bộ điều khiển PI trong các bộ điều khiển tốc độ vòng trong và điều khiển dòng vòng ngoài. Bộ điều khiển vòng ngoài được dùng để điều khiển tốc độ, nó hoạt động dựa trên sai số của ω để ước tính isq*. Bộ điều khiển vòng trong điều khiển dòng, hoạt động dựa trên sai số của is để ước tính usdq*. Các giá trị tốc độ tham chiếu được so sánh với tốc độ thực tế hoặc tốc độ ước lượng (trong các hệ không cảm biến) và sai số này được đưa vào bộ điều khiển PI tốc độ (vòng điều khiển ngoài). Tương tự, các giá trị dòng điện tham chiếu được so sánh với dòng điện thực tế và sai số dòng điện được đưa vào bộ điều khiển PI dòng (vòng điều khiển trong). 3_ Phase AC Supply -+ -+ - + PI PIPI T2 T2 -1 BCL SPVSI DC link TT isd ĐKD isd ĐKD isqĐKTĐ T6 -1 T6 isd isq usd usd usα isα isβ isq isd usβ ꞷ θe ω* * * *ψr P H Ầ N Đ K F O C P H Ầ N Đ Ộ N G L Ự C Tải ^ SPIM Hình 3. 6: Sơ đồ hệ truyền động SPIM điều khiển theo phương pháp điều khiển FOC sử dụng bộ điều khiển PI Trong các bộ điều khiển PI, các giá trị khuếch đại và việc lựa chọn chúng rất quan trọng ảnh hưởng rất lớn đến chất lượng của bộ điều khiển và hệ thống truyền động. Sự lựa chọn không chính xác của các giá trị khuếch đại có thể dẫn đến chất lượng không mong muốn hoặc các đáp ứng không ổn định của bộ điều khiển. Tuy nhiên, trong hầu hết trường hợp, những giá trị này được xác định bằng kỹ thuật thử sai, kỹ thuật này tiêu tốn rất nhiều thời gian và chất lượng của bộ điều khiển phụ thuộc vào kinh nghiệm thực tế của người thiết kế. Mặc dù, có một số các kỹ thuật, 61 như phương pháp Ziegler-Nichols ..., kiến thức nhất định về quá trình điều khiền là cần thiết và thậm chí điều đó đảm bảo kiểm soát tốt nhất chất lượng điều khiển. Bộ điều khiển tốc độ PI được sử dụng rộng rãi trong các ứng dụng công nghiệp do nó đơn giản và cung cấp chất lượng điều khiển tốt trong trạng thái ổn định. Sơ đồ khối của bộ điều khiển tốc độ PI được hiển thị trong Hình 3.6. Tốc độ thực tế được so sánh với tốc độ tham chiếu và sai số tốc độ được xử lý thông qua bộ điều khiển tốc độ PI. Bộ điều khiển PI tạo ra một thành phần dòng isq tham chiếu ở đầu ra. Thành phần dòng tạo mô men này được đưa đến một bộ giới hạn để đưa ra giá trị cuối cùng của thành phần dòng tham chiếu (Hình 3. 7). Hình 3. 7: Sơ đồ bộ điều khiển tốc độ sử dụng bộ điều khiển PI Trong trường hợp thay đổi đột ngột về tốc độ hoặc có nhiễu loạn, trong các chế độ quá độ,mô men và dòng của động cơ có thể vượt quá mô men và dòng tới hạn của động cơ, điều này có thể gây ra hiện tượng quá dòng và mất ổn định. Để điều khiển dòng và mô men trong giá trị hợp lý, đầu ra của bộ điều khiển tốc độ được đưa đến bộ giới hạn để giới hạn dòng đầu ra trong phạm vi mong muốn, đảm bảo dòng điện đầu ra của biến tần trong giới hạn an toàn và do đó cung cấp tính năng bảo vệ dòng trong hệ truyền động. Thành phần dòng tham chiếu isq được so sánh với thành phần dòng thực tế và sai số dòng được xử lý thông qua bộ điều khiển dòng PI. Bộ điều khiển PI tạo ra một thành phần điện áp usq tham chiếu ở đầu ra (Hình 3. 8). Hình 3. 8: Sơ đồ bộ điều khiển dòng sử dụng bộ điều khiển PI -+ ω* K i K p ʃ ++ eω isq * ω^ -+ K i K p ʃ ++ eisd u sd * u sq * i sd* i sq* isd isq eisq 62 3.3 Cấu trúc điều khiển phi tuyến trong điều khiển vector FOC của hệ truyền động SPIM 3.3.1 Kỹ thuật điều khiển BS đề xuất cho bộ điều khiển tốc độ và từ thông rotor vòng ngoài Mục đích của nghiên cứu này là thiết kế một luật điều khiển đơn giản so với các công trình được trình bày trong [76,104] cho SPIM nhưng cho chất lượng điều khiển ở chế độ động và xác lập cao, loại bỏ nhiễu tải, khắc phục hiện tượng dao động mô men. Ảnh hưởng từ sự thay đổi của các tham số và nhiễu tải có thể giảm đáng kể bằng cách đưa thêm tích phân sai số theo dõi khi thiết kế bộ điều khiển tốc độ mà không làm tăng biến trạng thái của động cơ cảm ứng như trong [76, 104]. Kỹ thuật này sẽ đảm bảo độ chính xác cao ngay cả khi có sự thay đổi tham số động cơ. Tính ổn định và hiệu quả của từng hệ thống con được nghiên cứu bằng lý thuyết Lyapunov [63]. -+ L ω* + + + + + + T ω -+ + + + + + + *ψrd ψrd Hình 3. 9: Các vector ảo isd*, isq*. Trong phần này, một kỹ thuật BS cải tiến được đề xuất để kiểm soát vector cho các hệ truyền động SPIM. Tính ổn định và chất lượng của các hệ thống con được đảm bảo dựa trên lý thuyết Lyapunov [63]. Kỹ thuật BS là một phương pháp có tính hệ thống và đệ quy để tổng hợp các luật điều khiển phi tuyến. Vì vậy, một lệnh ảo, sẽ được tạo ra để đảm bảo sự hội tụ của các hệ thống đến trạng thái cân bằng của chúng. Nó cho phép tổng hợp luật điều khiển bền vững mặc dù có các nhiễu loạn tải và sự 63 không chắc chắn của tham số. Trong đề xuất này, tính bền vững của sơ đồ này được cải thiện bằng cách đưa thêm vào thành phần tích phân của các sai số theo dõi trong thiết kế bộ điều khiển. Sai số theo dõi được định nghĩa:         t * ' * ω r r ω r r 0 t * ' * ψ rd rd ψ rd rd 0 ε = ω - ω +k ω - ω dt ε = ψ - ψ +k ψ - ψ dt   (3.10) Để đảm bảo sự ổn định của vòng điều khiển ngoài, các vector điều khiển ảo isq* và isd* được sử dụng. Đạo hàm sai số theo dõi (3.10) ta có:     * ' *ω sr l rd sq r ω r r * ψ ' *rd m sd rd ψ rd rd r r dε δσLdω T3 = - P ψ i + + Bω + k ω -ω dt dt 2 J J dε dψ L 1 = + i + ψ + k ψ -ψ dt dt τ τ (3.11) Để thiết kế bộ điều khiển BS, hàm Lyapunov được chọn là:    2 2ω ψω,ψ 1 V = ε + ε 2 (3.12) Đạo hàm của nó V’ như sau:       ω,ψ ψω ω ψ * * ' *r l ω t rd sq r ω r r * * ' *rd m ψ sd rd ψ rd rd r r dV dεdε =ε + ε dt dt dt dω T =ε - k ψ i + + Bω + k ω - ω dt J dψ L 1 +ε + i + ψ + k ψ - ψ dt τ τ               (3.13) Trong đó: s t δσL3 k = P 2 J Để đáp ứng V' <0, luật điều khiển BS được thiết kế như sau: 64     * * ' *r l sq ω ω r ω r r t rd * * ' *rdr sd ψ ψ rd ψ rd rd m r dω T1 i = k ε + + + Bω + k ω - ω k ψ dt J dψτ 1 i = k ε + + ψ + k ψ - ψ L dt τ               (3.14) Trong đó kω, kѰ là hằng số dương. Tl : Mô men tải ước tính theo công thức: m l rd sq 0 r 1 3 L J dω ˆT = P ψ i - ; 1+τ p 2 L P dt          Trong đó: τ0: Là hệ số thời gian ước tính mô-men; p: Vi phân; P: số cặp cực; J: Mô men quán tính của động cơ. Từ (3.13) và (3.14), ta có đạo hàm của hàm Lyapunov::  ω,ψ 2 2 ω ω ψ ψ dV = - k ε - k ε < 0 dt (3.15) (Phương trình (3.14) có thể được biểu diễn như Hình 3. 9) 3.3.2 Bộ điều khiển PCH đề xuất cho điều khiển dòng vòng trong Để hiện thực việc điều khiển dòng điện stator của động cơ không đồng bộ sáu pha, điều khiển PCH được đề xuất trong điều khiển dòng trong điều khiển vector FOC của hệ truyền động SPIM. Mô hình hệ thống Hamiltonia:            T dx dH = J x - R x x + g x u dt dx dH =g x dx y x         (3.16) Trong đó T (x)(x)R =R > 0 đặc trưng cho sự tiêu tán năng lượng, J(x) là ma trận liên kết  T(x)(x)J = -J , H (x) là hàm dự trữ năng lượng của hệ thống. Định nghĩa vector trạng thái x, vector đầu vào u và vector đầu ra y như sau:     TT 1 2 s sd s sq TT 1 2 r rd sd r rd sq T sd sq = x x = L i L i u= u u = bR ψ + cu - bω ψ + cu y= i i x               (3.17) 65 Hàm dự trữ năng lượng của hệ thống:      T -1 2 2 2 21 2 s sd s sq s 1 1 1 1 x = x D x = x + x = L i + L i 2 2 L 2 H (3.18) Trong đó:  s sD = diag L L Phương trình của SPIM được mô tả trong khung tham chiếu dq (3.6, hai phương trình đầu) có thể được viết lại dưới dạng PCH (3.16) trong đó:       s s s s 0 L ω J x = - L ω 0 a 0 1 0 R x = ; g x = 0 a 0 1                       (3.19) Giả sử muốn hệ thống (3.16) ổn định xung quanh trạng thái cân bằng mong muốn, hàm năng lượng vòng kín Hd(x) được gán cho hệ thống đạt cực tiểu tại x0 (nghĩa là Hd (x)> Hd (x0) với mọi x≠x0 trong lân cận của x0). Lý thuyết ổn định của hệ thống PCH được đưa ra trong [53;83]. Cho J (x), R (x), H (x), g (x) và điểm cân bằng mong muốn xo. Giả sử chúng ta có thể tìm thấy một điều khiển phản hồi u=α(x), Ma trận tiêu tán và liên kết tương ứng: Ra (x), Ja (x) và một hàm vectơ K (x) thỏa mãn:              d d a a dH J x - R x K x = - J x - R x x + g x u dx        (3.20) Khi đó: 1)     T dK dK x = x ; dx dx      2) 0 0 dH K(x )= - (x ); dx (3.21) 3)   2 0 02 dK d H x > (x ); dx d x ((Lyapunov) Hệ kín Hamiltonia thỏa mãn:      dd d dHdx = J x - R x x dt dx    (3.22) 66 Sẽ trở thành một hệ PCH tiêu tán năng lượng. Ta có: a a d dH K(x)= ; H (x)=H (x)-H(x) dx (3.23) Với Ha là hàm được thêm vào để hệ thống điều khiển vòng kín dòng đạt trạng thái cân bằng ổn định tại xo. Hàm dự trữ năng lượng Hamiltonia mong muốn để hệ thống cân bằng tại xo khi đó được định nghĩa là:      d oH x = H Δx = H x-x (3.24) Trong đó:                 d d T T ad ad J x = J x + J x = -J x R x = R x + R x =R x > 0    1 1a 1 2 a 0 J r 0 J x = ; R x = -J 0 0 r             (3.25) Ta có: J1, r1 và r2 là các hệ số kết nối và tiêu tán không xác định. Từ các phương trình (3.20-3.25), điều khiển dòng vòng trong của điều khiển vector FOC được xác định:         * * * * * sd sd 1 sd sd 1 sq sq s s sq r rd * * * * * sq sq 2 sq sq 1 sd sd s s sd r rd = σ ai + r i - i - J i -i - L ω i - bR ψ = σ ai + r i - i + J i -i + L ω i + bω ψ u u            (3.26) 3.4 Kết quả nghiên cứu Trong phần này, tác giả tiến hành khảo sát, phân tích và đánh giá chất lượng bộ điều khiển BS_PCH mới kết hợp giải thuật giảm điện áp common mode 4S_CBPWM (giải thuật 4S_CBPWM Vcomopt được đề xuất trong chương 2) cho hệ truyền động điều khiển vector SPIM (như hình 3.10) ở các chế độ vận hành khác nhau, trong điều kiện tải và tham số động cơ thay đổi thông qua phần mềm mô phỏng Matlab - Simulink. Các khảo sát được thực hiện dựa trên các thử nghiệm được đưa ra trong [45], [47]. Thông số của SPIM như sau: 1HP, 6-phase, 220 V, 50 Hz, 4 poles, 1450 rpm. Rs = 10.1, Rr = 9.8546, Ls = 0.833457 H, Lr = 0.830811 H, Lm = 0.783106H, J = 0.0088 kg.m2. 67 N g u ồ n A C 3 P -+ -+ -+ P C H B S T 2 T 2-1 B C L S P V S I D C l in k Đ K D i sd q Đ K T Đ T 6-1 T 6 i s d i s q u sd u sd u sα i s α i s β i s qi s d u sβ * * Điều Khiển BS_PCH ( IFOC)Phần Động Lực S P IM + + ʃ ω sl ωω e θ e * E q .( 3 .8 ) ψ r d ^ i s q * * r -+ E q .( 4 .4 ) H ìn h 3 . 1 0 : Đ iề u k h iể n B S _ P C H c h o h ệ tr u y ề n đ ộ n g S P IM ω * r ψ * r ω r Hình 3. 10: Điều khiển BS_PCH cho hệ truyền động SPIM 68 Trường hợp 1: Để kiểm chứng chất lượng động của hệ truyền động SPIM sử dụng bộ điều khiển đề xuất ở chế độ quá độ khởi động và đảo chiều và được thực hiện với cả hai bộ điều khiển PI và BS -PCH. Các đáp ứng tốc độ, mô men được hiển thị trong hình 3.11. Tốc độ tham chiếu trong trường hợp này được khảo sát ở chế độ đảo chiều từ 1000 vòng/ phút đến - 1000 vòng/phút, động cơ làm việc với tải tải định mức. a. Đáp ứng tốc độ b. Zoom tốc độ trong quá trình khởi động và đảo chiều c. Đáp ứng mô men d. Đáp ứng dòng stator biểu diễn trên tọa độ dq 0 0.5 1 1.5 2 -1000 -500 0 500 1000 Time (s) S p ee d ( rp m ) Reference Measured (PI) Measured (BS-PCH) 0 0.1 0.2 0.3 0 500 1000 Time (s) S pe ed ( rp m ) Reference Measured (PI) Measured (BS-PCH) 1 1.2 1.4 -1000 -500 0 500 1000 Time (s) S pe ed ( rp m ) Reference Measured (PI) Measured (BS-PCH)0.168s 0.102 0.1025s 0.135s 0 0.5 1 1.5 2 -10 0 10 20 Time (s) T o rq u e (N m ) TL Te (PI) Te (BS-PCH) 0 0.5 1 1.5 2 -5 0 5 Time (s) S ta to r cu rr en t is d q ( A ) isq (PI) isq (BS-PCH) isd (PI) isd (BS-PCH) 0.291 0.292 0.293 0.294 0.295 992 994 996 998 1000 1002 69 e. Đáp ứng dòng stator pha a a. Từ thông rotor biểu diễn trên tọa độ αβ e. Từ thông rotor biểu diễn trên tọa độ dq Hình 3. 11: Đáp ứng tốc độ, mô men trong quá trình đảo chiều Bảng 3.1 Các thông số chất lượng điều khiển với tải định mức Giải thuật ĐK BS_PCH PI Thời gian khởi động (s) 0.102 0.168 Thời gian đạt giá trị xác lập (s) 0.103 0.176 Thời gian đảo chiều (s) 0.1025 0.135 Sai số xác lập (Vòng/phút) 0.1 6 0 0.5 1 1.5 2 -5 0 5 Time (s) S ta to r cu rr en t is a (A ) isa (PI) isa (BS-PCH) 0 0.5 1 1.5 2 -1 0 1 Time (s) R o to r F lu x ( W b ) Phi rD (PI) Phi rD (BS-PCH) Phi rQ (PI) Phi rQ (BS-PCH) 0 0.5 1 1.5 2 0 0.5 1 Time (s) R o to r F lu x ( W b ) Phi rd (PI) Phi rd (BS-PCH) 70 Quan sát kết quả mô phỏng thu được, dễ dàng nhận thấy rằng bộ điều khiển BS -PCH có thể cung cấp các đáp ứng động và thời gian ổn định nhanh hơn. Quá trình khởi động của SPIM từ 0 đến 1000 vòng/phút trong trường hợp hệ truyền động sử dụng bộ điều khiển PI là 0.252s và 0.102s trong trường hợp sử dụng bộ điều khiển BS -PCH (Hình 3.11 c). Tốc độ được đảo chiều trực tiếp từ 1000 vòng/phút đến −1000 vòng/phút tại thời gian t = 1s. Ngay khi có lệnh đảo chiều tốc độ, mô men điện từ lập tức đảo chiều, do đó động cơ bắt đầu giảm tốc để đạt tốc độ 0 và sau đó bắt đầu tăng tốc theo hướng ngược lại và ổn định ở tốc độ -1000 vòng/phút. Tổng thời gian đảo chiều tốc độ của hệ truyền động SPIM sử dụng bộ điều khiển PI và BS -PCH lần lượt là 0,151s và 0,102s. Khi động cơ vận hành ở trạng thái xác lập 1000 vòng/phút hay -1000 vòng/phút sai số dõi theo tốc độ xấp xỉ bằng 0.23 trường hợp bộ PI và 0.017 . Từ kết quả mô phỏng cho thấy chất lượng của điều khiển vectơ của hệ truyền động SPIM sử dụng BS -PCH rất tốt, tốc độ thực bám theo tốc độ tham chiếu, hiệu quả theo dõi tốc độ cao, đáp ứng động nhanh. So sánh với kết quả thu được khi sử dụng bộ điều khiển truyền thống PI, chúng ta có thể thấy rằng chất lượng điều khiển ở chế độ quá độ của hệ truyền động SPIM được cải thiện đáng kể khi sử dụng bộ điều khiển BS -PCH. Trong đề xuất kiểm soát vector này, khả năng theo dõi tham chiếu, thời gian quá độ tốt hơn. Bộ điều khiển cũng BS -PCH có đáp ứng mô men nhanh và gợn mô men thấp. Trường hợp 2 Trong trường hợp này, tác giả khảo sát các chế độ vận hành hệ truyền động SPIM khi tốc độ động cơ và mô men tải thay đổi. Hai trường hợp khảo sát được dựa theo những thử nghiệm chuẩn được thực hiện trong [47, Hình. 7-10] 1. Khảo sát thay đổi tốc độ khi không tải, kết quả được hiển thị trong Hình 3.12. 2. Khảo sát tốc độ được giữ cố định bằng 1442 vòng/phút trong suốt thời gian khảo sát, mô men tải thay đổi từ không đến tải định mức tại t=7s (thay vì 75% tải định mức như [47]) được hiển thị trong Hình 3.13. 71 0 2 4 6 8 10 0 500 1000 Time (s) S p ee d ( ra d /s ) Reference Measured 0 2 4 6 8 10 0 0.5 1 Time (s) R ot or F lu x (W b) Phi rd Phi rq 5.7 5.8 5.9 6 6.1 6.2 6.3 -1 -0.5 0 0.5 1 Time (s) R ot or F lu x (W b) Phi rq Phi rd 0 2 4 6 8 10 -10 0 10 Time (s) T or qu e ( N m ) TL Te 0 2 4 6 8 10 -5 0 5 Time (s) C ur re nt i sq (A ) Reference Actual 0 0.1 0.2 0 500 1000 S p e e d ( ra d /s ) 72 Hình 3. 12: Các đáp ứng trong trường hợp không tải 0 2 4 6 8 10 -2